LFM连续波雷达信道设计及关键技术研究

钟寿永

（中国西南电子技术研究所 四川 成都 610036）

LFM连续波雷达具有良好的距离分辨力，发射机可用固态的，因而具有重量体积轻小的特点，使得LFM连续波雷达在探测技术中获得广泛应用。连续波单天线雷达在使用中，接收通道和发射通道的隔离度如果比较低，强发射信号泄露入接收机，会严重影响雷达性能，甚至损坏接收机，导致雷达无法工作。近距离的目标的回波幅度大，会使接收机饱和无法工作或淹没远距离目标频谱而降低雷达探测距离。为提高后端信号处理能力，在信道中采用低相噪、高线性度的信号显得尤为重要。LFM连续波雷达对应的距离分辨力与目标延时，与发射信号带宽有关，与信号调频线性度成正比[1-2]。而发射信号调频线性度往往是限制LFM连续波雷达距离分辨力的关键因素。

1 LFM连续波雷达测距原理及信道组成

1.1 LFM连续波雷达测距原理

LFM连续波雷达采用的发射信号通常有三角波和锯齿波。本设计发射信号采用锯齿波调制线性调制扫频信号，如图1所示。信号扫频带宽为B，调制周期为T，信号频率表示为：

其中f0为型信号扫频起始频率，K为调制斜率。

图1 LFM连续波频率与时间关系图Fig.1 Relationship between the frenquency and time of LFMCW

对点目标，回波信号与发射信号的中频差拍信号频率为：

其中τ为回波信号和发射信号对应距离R处的时延。R为点目标到达天线的距离，c为光速。因此雷达探测的目标距离R可由式（2）得出。

1.2 信道组成

和零外差方案相比较，超外差收发方案本振源多，需要中频信号，增加了设备量和复杂度。但超外差收发方案本振抑制高，输出信号频谱较好。超外差方案具有灵敏度高，选择性好的特点。本设计选用超外差接收方案。

图2 超外差信道组成原理Fig.2 Schematic diagram of superheterodyne channel form

如图2所示，频率合成部分产生本振和系统时钟，LFM信号产生部分生成中频信号，一路到收发前端作为发射信号，一路到中频接收和接收信号做作差拍，收发前端完成发射信号上变频、放大和接收信号下变频，中频接收完成差拍混频和解调。

2 低相位噪声高线性度中频LFM信号设计

在LFM连续波雷达系统中，中频LFM信号一路经收发前端上变频为射频信号后，作为发射信号由天线辐射出去，一路到中频接收部分，和经接收前端下变频至中频信号的接收信号作差拍用。中频LFM信号的相位噪声直接影响到雷达系统的检测能力。

图3 LFM信号产生原理图Fig.3 Schematic diagram of signal generation

降低发射信号的相位噪声对提升系统的性能有重要意义。采用DDS芯片产生LFM信号，DDS芯片输出103 MHz时相噪：fm＝1 kHz：-150 dBc/Hz ，fm＝1 kHz：-160 dBc/Hz。 故相噪起主要作用为晶振的相位噪声。频率源选用采用SC切割的OCXO超低相噪晶振，相位噪声为-155 dBc/Hz@1 kHz&-165 dBc/Hz@10 kHz。设计尽量减少中间环节，少产生无用频率，保证发射信号具有较低相噪。

LFM信号的线性度特性对系统的检测和测距分辨力性能有直接的影响[3]。采用DDS产生LFM信号，其线性度主要取决于DDS扫频步进与扫频带宽，DDS扫频步进与DDS的频率最小驻留时间和最小步进性能直接相关，选用的DDS频率最小驻留时间和最小步进为8 ns和0.12 Hz。

连续LFM信号的射频输出可描述为一个理想线性扫频加上一个非线性频率误差，即：

射频信号相对于带宽的扫频非线性定义为：

扫频偏离线性度定义为扫频非线性的最大差值百分比：

图4 DDS扫频示意图Fig.4 Schematic plot of DDS sweep frenquency

由图4可见，对于DDS扫频而言，i为扫频初始频率，B为扫频带宽，t为扫频时间，当向上扫频时t为tUP；当向下扫频时t为 tDOWN。e（t）为非线性扫频误差，emax为最大非线性扫频误差。由图4不难发现：DDS扫频具有很强的规律性。DDS扫频实际上是DAC在起始频率和终止频率之间等间隔地输出频率，即输出频率等阶跃保持。ADI公司的DDS有两个扫频性能控制参数，一是频率步进，二是驻留时间。对于DDS扫频而言，最小的非线性扫频误差 emin为零，最大的非线性扫频误差emax为频率步进，不难明白，这里扫频偏离线性度和最大扫频非线性度是一致的，均为频率步进与扫频带宽的比值。可见，DDS扫频频率非线性度与频率步进成正比，与D/A转换无关。D/A的抖动只影响输出幅度。

图5 DDS输出216 MHz频谱示意图Fig.5 216 MHz Spectrum characteristic of DDS output

在90 MHz@3.072 ms扫频模式下，驻留时间为8 ns时，通过计算最小频率步进为234 Hz，则线性度就为2.6×10-6，可满足系统使用要求。

带内杂散取决于DDS信号；AD9858芯片180 MHz输出时，在 f0±1 MHz内，杂散≤84 dBc。 由图 4可知在±1 MHz的带内，DDS的杂散优于-70 dBc。本振相噪较低，经两次混频后可达到≤70 dBc。DDS输出216 MHz信号频谱图见图5。

3 收发隔离度控制

本系统采用单天线进行发射和接收，发射功率泄漏到接收通道的问题不可避免。如果收发隔离度不够高，发射泄漏的信号将使接收机的动态范围增加，要求接收机的低噪声放大器在较大信号输入时不能饱和。由于发射泄漏功率的存在，其噪声边带将使接收机的灵敏度下降。同时波导壁、微波器件等机械震动在泄漏信号上产生调频边带，形成虚假的多普勒信号导致误判。因此，将发射功率泄露至接收通道的信号对消对提高系统性能起到关键作用。传统采用环行器作为收发双工，而环行器的收发隔离度只有20～25 dB，无法满足系统要求。

图6 闭环自适应对消原理Fig.6 Schematic diagram of the closed-loop adaptive cancellation

在单天线调频连续波雷达中，射频对消包括无源对消和自适应对消等。闭环自适应对消原理如图6所示，其原理是利用正交混频器把泄露信号矢量分解为两正交分量I和Q，经滤波放大以及其他视频处理后由矢量调制器合成与泄露信号等幅反相的对消矢量，并由耦合器耦合进接收单元对消泄露信号。闭环自适应对消技术的优点是对天线回波以及近距离干扰目标的反射回波都能起到一定对消效果。但当泄漏功率较大时，接收单元必须能承受建立稳态前的大输入功率，并且还要求接收单元线性工作电平范围高，同时对消矢量合成单元应能产生足够的对消信号输出功率。而且该方案较为复杂，技术难度较大，加工调试时间长，工程应用风险大。

本信道收发前端采用无源对消网络来实现系统对收发隔离度的要求。对消模块示意图见图7。对于E面T型头，进入其中的信号被功分两路，其中左边一路移相，右边一路移相零度。对于波导电桥，进入其中的信号，走直通路线的一路相移和走对角路线的一路移相相差90度。发射信号进入发射端E面T型头，左边一路和右边一路信号在进入天线端口处时总移相度数相同，两路信号同相，合成后经天线发射出去。而回波信号从天线端口经左右两个路线到达接收端时也是同相合成。左右两路发射信号经波导电桥耦合到接收端口时刚好反相，从而实现对消。

图7 无源对消原理示意Fig.7 Schematic diagram of passive cancellation

收发隔离仿真结果如图8所示，理论上隔离度能够达到42、43 dB。

图8 收发隔离仿真结果图Fig.8 Simulated results of transceiver isolates

无源对消网络采用全波导结构，没有有源器件，可以通过控制加工精度来确保收发隔离指标，并且在全温范围内，工作稳定性好。它的缺点是收发各损失3 dB，工作带宽比较窄，并且对天线反射回来的信号无法对消。

4 接收机SFC控制

回波信号强度随目标距离的增加而衰减，近距离目标的差拍信号强度比远距离目标的信号大的多，同时天线罩的反射也很大。近距离的强反射可能使接收机饱和或近距离目标的谱旁瓣将远距离目标的谱主瓣淹没。差拍信号的动态范围很大，超过信号处理能处理的动态范围。SFC（频率灵敏度控制）处理的频率特性须按特性设计，在近距离的目标对应的低频上提供大的衰减，而在远距离目标对应的高频上提供较小的衰减[4]。通过动态压缩，滤除一些近端的大信号，将动态范围压缩，以满足信号处理的处理能力。SFC原理图见图9。

传递函数为：

其中：

图9 SFC原理示意Fig.9 Schematic diagram of SFC

SFC控制曲线如图 10所示。视频放大部分采用两级放大。在满足带宽的前提下，两级增益可达80 dB。为保证系统有充足的裕值，可要求只达到系统合适数值的增益。

图10 SFC控制曲线Fig.10 SFC control curve

在后端加入一个低通滤波器，使超出差拍信号带宽外的高频信号完全滤除。高通、低通滤波器的组合保证了中频接收机带宽。低通滤波器仿真结果如图11所示。

5 结束语

文中对LFM连续波雷达信道的几个关键技术进行了设计和研究。通过这几项技术的应用，解决了LFM连续波雷达信道中发射通道泄露、近端目标强回波信号对接收机影响的问题，产生了低相噪高线性度LFM中频信号，提升了雷达系统的整体性能，使雷达的工程应用变成现实。

图11 低通滤波器仿真结果Fig.11 Simulated results of LPF

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