一种针对直扩系统的高效干扰方案

周 晗,黄芝平,王淑云

(国防科学技术大学机电工程与自动化学院,长沙 410073)

1 引 言

通信干扰的目的在于攻击和破坏敌方的信息传输,是目前通信对抗的主要手段之一。直接序列扩频(DSSS)系统用一个宽带扩频信号或扩频码对已调的数据载波进行直接调制来实现带宽的扩展,它能够使发射信号的能量被扩展到一个更宽的频带内,从而提高与噪声的相似度,使系统更具有隐蔽性和抗干扰性[1],是一种常用的抗干扰通信手段。

目前针对直扩系统的干扰方式很多,文献[2]中比较了常用的几种针对直扩系统的干扰方法,并得出了相比宽带干扰和窄带干扰,脉冲干扰是一种效率更高的干扰方法的结论。此外,扫频式干扰也是一种常见的针对直扩系统的干扰形式。扫频干扰是一种无引导的干扰方式,比较易于实现。但这种方法存在一些缺点:一方面,它需要在比较大的范围内扫频,需要的时间较长;另一方面,为提高干扰效果,其频率步进也不能过大[3]。文献[3]在扫频和多音干扰的基础上,提出了针对直扩系统的多音扫频干扰,这种方法的本质是将全频段扫频改为分频段扫频,在一定程度上提高了扫频速率,相比常用的扫频有一定的改进,但依然缺乏对频率信息的利用,导致干扰音频的数量难以选择。干扰频点数量过少,则依然无法解决传统扫频干扰的问题;干扰频点数量过多,则会急剧增加干扰消耗。

文献[4]提出利用信道化瞄频干扰的方法来提高传统压制式干扰的效率,是一种有益的思路。但结合直扩系统具有较强抗截获能力的具体情况,利用这种方法干扰直扩信号时会存在这样几个问题:首先直扩信号难以被检测到,其次对载频的估计精度相比非扩频信号较低,会影响干扰效果。

在上述分析的基础上,本文针对无引导扫频干扰效率低下,以及直扩信号难以被截获的问题,提出了基于直扩信号载频估计的区间扫频干扰方法。

2 基本原理及理论分析

2.1 直扩系统模型

直接序列扩频最简单的方式就是使用二进制相移键控(BPSK)做扩频调制,本文后面的论述均以此作为前提。理想的BPSK调制会使载波的瞬时相位有180°的变化,数学上可以表示成函数c(t)和载波的乘积,c(t)的取值为±1。假设一个恒定包络已调的数据载波功率为P,角频率为 ω0,数据相位调制为θd(t),则调制信号可表示为

对BPSK信号进行扩频,要用函数 c(t)乘以sd(t),c(t)代表扩频波形,这时的发射信号为

假设信号经过了 Td的传输时延,则在接收端的解扩输出的信号可以表示为

假设对扩频码的时延的估计是正确的,那么就有c(t-Td)c(t- Td)=1,再经过进一步解调,就能恢复出原始的信号[1]。

2.2 直扩系统载频估计原理

对直扩信号载频的估计方法有很多种,以BPSK调制方式为例,大致有以下几类:基于非线性变换的方法,基于频偏估计的方法,现代谱估计的方法,时频分析方法,基于盲源分离的方法以及基于信号谱相关或循环自相关的方法[5]。在此,选用比较简单、易于实现的非线性变换法,它是将PSK信号进行非线性变换转换为单频信号,再按单频信号的频率估计方法进行载频估计,对于BPSK可直接采用平方律法即可,其原理如下。

假设接收机接收到的信号表示为

式中,n(t)代表噪声。做平方后,输出信号为

除去噪声及常数部分,剩下的就是一个频率为2倍直扩信号载频的单频信号,此时即可使用单频估计方法对直扩信号的载频进行估计。

2.3 扫频信号对直扩系统的干扰分析

假设扫频所使用的是一个带宽相对直扩通信带宽较窄的信号,则此时扫频信号对直扩系统的干扰过程可以按照脉冲信号和部分频带信号对直扩系统的干扰过程来进行分析,在此引用文献[1]中对这两个过程的分析结果。对于BPSK系统,误码率可以表示为

式中,N0为噪声功率谱密度,NJ为干扰信号单边功率谱密度,Eb是基带信号的能量。

在脉冲干扰下,此时的平均误比特率表示为

式中,ρ是存在干扰信号的相对时间,K是扩频调制的函数。在扫频干扰下,ρ可以利用通信带宽与扫频带宽的比值确定。

由式(7)可知,在常规的扫频干扰下,由于不知道信号所在的范围,因此扫频带宽会非常大,导致ρ值非常小,从而导致此时的误码率接近白噪声干扰时的效果,要想达到较高的误码率就必须增加干扰的功率。因此,降低扫频带宽对于提高干扰效率十分必要。

3 方案设计简述

如图1所示,干扰系统主要由接收机和干扰机两部分组成。接收机在接收频率范围内对收到的信号首先进行前端处理,转换成数字信号后送入数字信号处理器件,如FPGA等,在软件部分实现搜索检波、载频估计,并将估计得到的频点信息传递给干扰机。干扰机将发射频率范围分割成一个个小的频率区间,并事先预置参数,根据从接收机得到的载频信息选择对应的干扰区间,并利用对应的预置参数在区间中施放扫频干扰。如果干扰机只产生单路信号,则可依次对选定区间进行干扰,若能产生多路信号,则可以同时对多个选定区间进行干扰。为避免自发自收,接收机在干扰间隙进行工作。

图1 方案原理框图Fig.1 Schematic diagram of proposed scheme

干扰过程由测频和载频估计过程进行引导,其中测频由于所涉及的内容过多,在此不作讨论。

载频估计的原理如第一节所述。若直接将进行了平方倍频的信号变换到频率域进行频率估计,在信噪比降低的时候,会对检测性能造成较大的影响,因此在这里使用相关累加的方法[5],根据随机噪声不相关和正弦信号的相关特性,将采集的信号根据采集的长度分成若干段,每段分别做自相关,最后进行累加。由于随机噪声固有的特性,可知只要每一段信号有一定长度,同时分段的数量足够,最终就能够比较理想的抵消噪声的影响。当然,这个过程也受信噪比和数据采集长度的影响。

在信噪比降低,接近系统的噪声容限时,由于虚警和漏报的概率增加,可能估计得到的频点并不是真实的载频频点。针对这种状况,在方案中采取以下两个措施:一是将估计过程中得到的全部频点都送入干扰机中,并在对应的位置产生干扰信号;二是选择合适的区间大小,即使估计的位置相对真实频点有一定的偏差,但只要估计的频点和真实频点在同一个区间内,也依然可以对真实的载频位置形成干扰,这一点需要根据实际情况来确定。

4 仿真分析

仿真过程利用MATLAB中的Simulink实现,通信信号载波频率为100 kHz,采样频率为1 000 kHz,基带数据速率为100 Hz,扩频码为8位PN码,速率10 kHz;调制方式为BPSK;信道为AWGN信道。

4.1 直扩通信载频估计仿真

根据上文所述,载频估计采用非线性变换的方法,仿真时间为0.5 s。在通信信号经过AWGN信道后,首先取接收信号的平方值,然后将其分为40段,每段分别进行自相关并累加,最后做4 096点FFT变换,所得结果如图2所示。

图2 对BPSK直扩信号的载频估计Fig.2 The carrier frequency estimation for DSSS-BPSK

此时的载波频率为100 kHz,按照之前的理论结果,得到的应为2倍载频,即200 kHz。可以看到,在图2所示的仿真结果中,在200 kHz这一点有很明显的波峰,但随着信噪比的逐渐降低,其分辨能力也迅速下降。仿真过程中,在约-12 dB的信噪比下,此时在200 kHz所得到的波峰幅值几乎已经与噪声相当,这比文献[5]中给出的仿真性能要差,这主要是由于仿真所得的用于估计载频的点数量太少,导致信息量不够。如前文所述,当信噪比太低以致载频信息被噪声淹没时,可通过扩大干扰范围的方法实现对目标信号的干扰。当信噪比进一步降低时,则需要改进估计的方法。

4.2 扫频干扰对BPSK直扩系统的干扰仿真

图3中给出了几种不同的干扰信号对直扩系统的干扰效果,信噪比变化为-24～5 dB,干扰信号依次为白噪声干扰、窄带干扰、单音干扰、多音干扰、扫频干扰,其中窄带干扰、单音干扰均选择中心频率与通信载频相同,窄带干扰的干扰带宽为1 kHz,多音干扰取95 kHz、100 kHz和105 kHz 3 个频点,扫频范围为以载频为中心的10 kHz范围,仿真时间为0.5 s。

图3 不同形式的信号的干扰效果Fig.3 The jamming effects of different signals

从以上仿真结果中可以看出,在这几种干扰形式中,白噪声和窄带噪声的干扰效果比较差,可见直扩系统对随机噪声信号有较强的处理增益;单频干扰信号在信噪比较低的情况下干扰效果比较差,但受信噪比变化的影响很小,和多音干扰比较相似,在这两种信号的干扰下,系统的误码率变化呈明显的阶梯状,确实实现了有效干扰,但无论多频信号还是单频信号,都需要明确的知道载频信息,或者据文献[6]的结论,至少要知道直扩信号的通信频段。相比之下,扫频干扰信号的误码率变化是连续的,误码率随信噪比的变化趋势与多音干扰接近,但干扰范围大于多音干扰。因此,在文中选择使用扫频干扰信号。

4.3 扫频带宽对干扰效果的影响仿真

图4显示的是扫频带宽对干扰效果的影响,其参数设置与前面的仿真一致。在这里假设扫频时间是固定的,那么扫频带宽越宽,扫频速率越快,图4中几条曲线的扫频速率从上到下依次为20 kHz/s、40 kHz/s、100 kHz/s。从仿真结果中也可以看出,同等信噪比条件下,带宽越窄,干扰效果越好,对载频估计的要求就越高。

图4 不同扫频带宽的干扰效果Fig.4 The jamming effects of different sweeping bands

4.4 与传统扫频、单音/多音干扰的对比分析

根据前文所述,BPSK调制方式的直扩系统在扫频干扰下的误比特率可以表示为式(7)。可以看出,此时最关键的参数是ρ,当缺乏有效的先验时,为了覆盖目标信号所在的频段,势必需要在很宽的范围上扫频,此时 ρ趋于0,目标系统中的误比特率主要由白噪声决定,其干扰效果趋于图3中的白噪声干扰。由图中所示的仿真结果可以看出,这种情况下的干扰效果远不如掌握了一定载频信息时的干扰效果。同时也可以看出,在式(7)中当ρ趋于1时,此时的误比特率主要由白噪声功率和干扰功率共同决定,干扰效果趋于单/多音干扰时的结果。但 ρ趋于1意味着干扰信号的频率范围接近在任意时刻都完全与目标通信信号的频率范围相重合,在非协作的状况下,这对通信信号截获、载频估计的过程提出了很高的要求,比较难实现。

通过上述对比分析可以看出,相比无引导的扫频干扰,文中提出的方法能够有效地提高干扰效率,相比单/多音等形式的引导式干扰,文中的方法降低了对引导部分的要求,在实际应用中相对易于实现。

5 结 论

本文从提高扫频干扰的干扰效率的角度出发,提出了一种基于直扩系统载频估计的区间扫频干扰方法,通过仿真验证了这种方法相对传统的扫频干扰提高了干扰效率。与现有研究成果相比,本文提出的方法目的在于结合有引导与无引导干扰的优势,既能充分利用载频信息,提高干扰效率,同时又能降低对引导部分的要求,简单易行,是一种高效的方法。目前的不足之处在于文中只是采用仿真的方法对方案进行了论证,在进一步的研究中可考虑进行实物平台上的试验。

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