高速DAC与正交调制器接口电路设计

张 晋

(常州铭赛机器人科技有限公司，江苏 常州 213164)

0 引言

宽带数字TR组件通过DDS技术产生中频宽带信号或零载频宽带信号，然后对本振信号进行正交调制至TR组件的工作频段。与中频宽带信号方式相比，采用零中频方式可以使信号瞬时带宽减少一半，在增加器件的数量的同时降低了对DAC 芯片采样率需求。这将有利于数字TR组件宽带的实现。对于瞬时带宽为200 MHz的宽带数字TR组件，可以直接将零中频200 MHz 带宽的IQ信号通过正交调制器搬移到微波频段，然后经功率放大器放大后经天线单元发射。DAC与正交调制器之间的接口电路设计会影响宽带数字TR组件零中频发射链路的动态范围及镜像信号的抑制等，所以该接口电路的设计显得尤为重要。

目前，主流的高速DAC 及正交调制器均有着不同的直流偏置电压需求。如何设计它们之间的接口电路保证高速DAC 产生高保真度的宽带雷达发射信号波形并几乎无损地传输至正交调制器的输入端是本论文研究的重点。

1 芯片选型及等效电路

美国TI(Texas Instruments）公司最新推出的4 通道、16 位、1.25GSPS的高速DAC 芯片DAC3484 由于其多通道、高性能和较小的封装而适合于宽带数字TR组件高集成度的多通道宽带信号产生装置选用。该芯片属于拉电流型电流输出DAC，其差分电流输出范围为10～30 mA，输出端的模拟电压通过输出端外接的负载电阻获得，直流偏置电压为250 mV。该DAC 各通道的输出端等效为由DAC 数据信号控制的受控电流源，如图1(a）所示。

美国ADI(Analog Devices，Inc）公司推出的宽带正交调制器ADL5375 具有高达50 dBc的边带抑制和46 dBm的本振泄漏抑制能力，其工作频率范围为400 MHz～6 GHz，0.1 dB 带宽高达95 MHz。ADI 公司提供直流偏置为500 mV的ADL5375-05和直流偏置为1500 mV的ADL5375-15。考虑DAC与正交调制器间的直流偏置电压差越小信号传输的损失越小，选定ADL5375-05 型正交调制器应用于本设计，其I/Q 基带信号输入端等效电路如图1(b）所示。

图1 DAC3484 模拟输出端及ADL5375-05 基带输入端等效电路

2 接口电阻网络设计

DAC3484的直流偏置为250 mV，ADL5375-05的直流偏置为500 mV，需要通过电阻网络提供各端的偏置电压。电阻网络连接方式如图2。

图2 DAC3484 驱动ADL5375-05的电阻网络接口

该电阻网络接口为差分型网络，网络中P 端与N端的交直流等特性将保持一致，故本文只分析P 端的信号互连特性。

图2中设定V2为5V，V1为0V。VF1、VF2分别测试各点的电压，应满足VF1为250 mV、VF2为500 mV。DAC3484 输出端的等效阻抗应为50 Ω，并根据基尔霍夫定律列出如下方程组:

求解得－21R1=19R2，18R2=R3，要求R1为负阻值。从方程(2）可知，若使R1 具有正阻值，(VF1－V1）的差值必须增大，这将要求V1＜0V，故必须引入负电压方可实现阻抗匹配。

指定V1为－5 V后，重新求解上述方程组，各电阻的阻值分别为R1=95.24 Ω，R2=5.54 Ω，R3=99.72 Ω，这将保证DAC3484 输出端的直流及交流等效阻抗均为50 Ω。由串联电阻R2 引入的交流信号损失为0.47 dB (－20 log(R3/(R2+R3）））。在电阻R2上并联一个电容后即可减弱交流信号的损失，但此时DAC3484 输出端的交流等效阻抗变为48.7 Ω，这将导致DAC3484 输出端的交流信号幅度比交流阻抗为50 Ω时低0.23 dB。可以通过微调电阻R1、R2、R3的方式在不改变DAC3484 输出端直流阻抗太多的条件下使其交流等效阻抗更接近50 Ω，以最大限度地减小该接口网络对交流信号的损失。

3 引入低通滤波器后接口电阻网络设计及仿真

宽带数字TR组件工程应用中要求在高速DAC与正交调制器之间置入基带抗镜像滤波器，以滤除奈奎斯特镜像和宽带DAC 噪声。在阻抗网络后需加入LC 型低通滤波器，设计截止频率为100MHz的5 阶切比雪夫差分型LC 滤波器并加入至DAC 3484与ADL5375-05的接口网络中，需要引入滤波器负载电阻R7，如图3所示。

图3 DAC3484与ADL5375-05 间加入低通滤波器后的接口网络拓扑图

同样需要保证DAC3484 输出端的交流等效阻抗为50 Ω，电阻R2 上将产生直流电压差，交流信号从与R2 并联的低阻抗路径C1 通过，DAC3484的输出端交流阻抗分析不包括R2，其等效交流阻抗R1//R3//(R7/2）应为50 Ω。结合基尔霍夫定律求解各电阻值并取整，得电阻值R1=177 Ω，R2=13 Ω，R3=229 Ω，R7=200 Ω。

在TINA-TI 软件中对上述设计进行直流特性及交流特性的仿真分析。图4 给出了接口电路的直流节点电压仿真结果，其中VF1=246.14 mV，VF2=501.41 mV，与预期电压值(VF1’=250 mV，VF2’=500 mV）基本一致，求解的各电阻值取整时的舍入误差导致仿真电压值与预期电压值的细微差别。

图5 给出了接口电路的交流电压均方根值仿真结果，其中VM1=700.5 mV(rms），VM2=699.47 mV(rms），交流信号几乎无损地传输至ADL5375-05的基带输入信号端。

图4 DAC3484与ADL5375-05 接口的直流节点电压仿真结果

图5 DAC3484与ADL5375-05 接口的交流电压均方根值仿真结果

由图5中电压源VG1 产生振幅为1V、频率为100 MHz的交流信号，即为DAC3484 经过数模转换后待输出的信号。使用TINA 软件的虚拟示波器同时观测DAC3484 输出端的交流信号VM1与ADL5375-05 输入端的交流信号VM2，采集波形如图6所示。

分析零中频200 MHz 宽带信号在上述接口电路中交流传输特性，如图7所示，由VM2处测得，在100 MHz 带宽内，增益波动在1.14 dB 内。

图6 虚拟示波器测试VM1和VM2处100 MHz信号波形对比

图7 ADL5375-05 基带信号输入端输入信号的幅频特性

4 结束语

本文针对高速DAC 芯片与正交调制器之间的接口电路特性，详尽分析了接口电路设计中引入负电压的必要性，给出电阻网络各电阻阻值计算方法的同时分析了其对交流信号引入的损失。同时结合TINA-TI仿真软件，对加入基带抗镜像滤波器后的接口电路设计进行交直流特性及宽带幅频特性仿真后验证了该设计的正确性。

［1］郭崇贤.相控阵雷达接收技术［M］.北京:国防工业出版社，2009.

［2］DAC3484 Datasheet:Quad-Channel，16-Bit，1.25 GSPS Digital-to-Analog Converter［M］.TI，2011.7.

［3］ADL5375 Datasheet:400MHz to 6GHz Broadband Quadrature Modulator［M］.ADI，2010.9.

［4］SLAA399.Passive Terminations for Current Output DACs［M］.TI，2008.11.

［5］SLWA053B Design of Differential Filters for High-Speed Signal Chains［M］.TI，2010.4.