高效率准谐振Buck变换器设计与研究

王金龙，张方华，张 帅

(南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室，江苏 南京210016)

高效率准谐振Buck变换器设计与研究

王金龙，张方华，张 帅

(南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室，江苏 南京210016)

电感电流临界连续工作模式(BCM)Buck变换器，在电感电流下降到零时，输出滤波电感和开关管并联电容谐振即准谐振(Quasi Resonant)(QR)。在开关管两端电压谐振到零的时候开通开关管，则可以实现零电压零电流开通(ZVS/ZCS)。本文通过详细分析输出电感与开关管并联电容的谐振过程，得出开关管两端电压为零的时间，并且通过设计延时电路，以保证输入电压变化时依然能够实现零电压和零电流开通(ZVS/ZCS)。在开关管关断时由于开关管两端并联了谐振电容，可近似认为是零电压关断。而且 Buck变换器工作于BCM模式时输出滤波电感体积小，动态响应速度变快，二极管自然关断，没有反向恢复损耗。最后设计了一台3kW的原理样机，最高效率可以达到98.7%。

临界连续;ZVS/ZCS;准谐振;延时电路

1 引言

Buck变换器因其简单，可靠的结构，在很多场合都有应用如 VRM、PFC、燃料电池充放电［1-3］等。通常情况下为了方便控制和设计，Buck变换器工作在CCM模式。在该模式下，开关管开关损耗很大，续流二极管也存在反向恢复损耗，同时输出滤波电感的体积大，动态响应比较慢。为了实现开关管的零电压开通，先前有学者提出一种准方波零电压开关Buck变换器［3］，通过检测电感电流的方向，来控制辅助管的关断，使电感电流反向之后给主管结电容放电，以实现零电压开关，但是有一定的控制难度且多了一个辅助开关管。后来也有学者提出将 Buck变换器设计工作在 BCM模式［4-6］，既可以减小电感［6］，也可以在电感电流到零时，通过电感与开关管并联电容的准谐振来实现开关管的零电压开通。文献［4］提出了一种BCM模式的控制方式，该方法是通过直接检测二极管两端电压，在电压谐振上升到上限值之后开通开关管，该控制方法对芯片的耐压提出了要求，而且该文章并没有给出详细的开关管开通时间设计。文献［5］是利用了耦合电感实现电路的零电压开关，但是在开关管关断的时候电感上会有很大的电流尖峰，二极管电流应力增加。文献［7］通过耦合电感实现在电感电流连续模式下的开关管的零电压开关，但是添加了多余的耦合电感和二极管。本文针对上述问题设计了一款 3kW QR BCM Buck变换器，使用基本的 Buck电路结构，通过详细的分析滤波电感和开关管并联电容的谐振过程，使用电感电流过零检测的方法，设计一个延时电路使得在输入电压变化范围内都可以实现开关管 MOSFET的零电压开关，最高效率达到了98.7%。

2 QR BCM Buck变换器工作原理

QR BCM Buck变换器主电路和工作波形如图1所示。工作波形分别为占空比D，MOSFET漏源极两端电压Vds和输出滤波电感电流iLf。如图1(b)所示其工作模态有四个:

模态1(t0－t1):t0之前，电感电流小于0，Q1体二极管导通，两端电压近似为0，在t0时刻开通开关管Q1为零电压开通，此时电感电流很小，Q1也为零电流开通。

图1 BCM Buck变换器主电路和工作波形Fig．1 Circuit and waveforms of BCM converter

模态2(t1－t2):t1时刻电感电流大于0且线性上升，在t2时刻电感电流达到最大值，此时关断开关管Q1。在该模态中电感电流大小为:

模态3(t2－t3):在t2时刻Q1关断，电感电流给Q1结电容和外并谐振电容充电，开关管两端电压缓慢上升，可认为是零电压关断。在此期间电感两端电压为输出电压－Vo，电感电流线性下降，电感电流大小如下:

模态4(t3－t4):t3时刻电感电流下降到0，输出电感Lf和Q1、D1的两端电容Cr1、Cr2进行准谐振，由于Cr2较小可以忽略同时也忽略开关管和二极管的输出电容。电感电流继续下降，Q1漏源极两端电压下降，二极管 D1两端电压上升，电感电流和 Q1漏源极两端电压VDS大小如下:

由式(3)可知，Q1漏源极电压最小为 VDS=Vin－2Vo，在Vo≥0.5Vin时，Vds最小为0，此时开通开关管可以实现零电压开通。在(t3－t4)这段时间内开关管两端电压VDS波形如图2所示。

图2 开关管两端电压Fig．2 Voltage of switch

由图2可知，在漏源极两端电压最小时，如ta、tc时刻开通开关管，可以实现开关管的零电压或者谷底开通。本文为了方便设计和减小损耗，在 ta时刻开通开关管。

由于模态1和模态4的时间很短，可以近似认为Buck变换器工作在电感电流连续模式。

输入输出电压关系为:

3 准谐振Buck变换器结构与设计

为了保证电感电流临界连续，在电感电流到零时必须开通开关管。为了实现上面的功能，本文选择控制芯片NCP1607，实现电感电流过零点的捕捉(ZCD)。整个电路的结构如图3所示。

电路进入稳态之后，当电感电流下降到零时，电感和开关管Q1两端电容谐振，电感两端电压下降，当ZCD脚电压下降到1.6V的时候，RS触发器触发开关管开通。同时芯片内部，大小为270μA的恒流源给电容Ct充电，当电容电压等于误差放大器输出电压时，开关管 Q1关断，电容 Ct两端并联开关 St导通，电容电压迅速下降到0，等到电感电流到0之后重复上面的过程。设变换器效率为 η，开关管导通时间为Ton，输出功率为Po，则开关管关断时间

开关周期为

图3 电路闭环结构Fig．3 Topology of close-loop circuit

由式(8)可知在负载变化时，开关频率fs变化，本文根据效率和开关频率的限制设定在3kW时开关频率为50kHz，设计出输出电感为Lf=20μH。

由于芯片内部给电容 Ct两端电压设定了最大值，可知开关管Q1的最大导通时间Tonmax为

式中，Icharge=270μA;VCTmax=2.9V，VCTmax为电容 Ct两端最大电压。

同时由式(9)可得:

可知 Ct的大小必须要满足在最大功率时的Ton。可以得出

图4为ZCD电路，开关管Q1开通时，Lf承受正向压降时，VZCD为负，在开关管关断Lf承受反向压降时，VZCD为正。在电感电流到0之后，输出滤波电感与Q1管两端并联电容谐振，MOS管两端电压下降，二极管电压上升，电感两端电压下降，在 VZCD＜1.6V时，开通开关管。考虑输出电压的幅值和芯片引脚输入电压，设计 Np:Ns=15。则 VZCD=1.6V时，电感两端电压为VL=－24V。此时开关管Q1两端电压VDS=Vin－Vo+24。

图4 电感电流过零点检测(ZCD)电路Fig．4 Zero current detect(ZCD)circuit

为了保证在输入电压改变时，开关管 Q1都可以实现零电压开通，则必须在漏源极电压Vds=0的时候开通Q1。如图5所示在 t11时电感电流下降到0和MOSFET漏源极并联电容谐振，在 t12时 VDS= Vin－Vo+24，在t13时VDS谐振到0，Q1寄生二极管导通，并联电容不参与谐振。此时加在电感两端电压为Vin－Vo，电感电流线性上升，到 t14时电感电流上升到零，如果此时没有开通开关管 Q1则输出滤波电感和MOSFET并联电容继续谐振，Q1两端电压又重新上升。为了保证开关管零电压开通，必须在t13～t14之间开通开关管Q1。

图5 电感电流和MOSFET漏源极电压波形Fig．5 Waveforms of inductor current and Vdsof MOSFET

由式(3)可知在VDS=Vin－Vo+24时

Vds=0时谐振的时间

则电感电流上升到零的时间为

由式(15)、式(13)可知

由式(16)可以看出，在输出电压，输出滤波电感和并联谐振电容不变时，准谐振时间只与输入电压有关。为了保证在输入电压变化范围内，开关管的开通是在 t13～t14之间，必须在过零点捕捉信号 t12之后，加上适当的延迟时间来实现，具体实现可以通过在过零点捕捉电路后面或VGS驱动芯片之前分别加了RC延迟电路如图3所示，通过合理地设计其中任意一个RC延迟电路则可以实现开关管Q1的零电压开通。

在本实验中Ct=2400pF，电感Lf=20μH，输出电容Co 1=750μF，并联谐振电容Cr1=4nF，Cr2=0，MOSFET选用的是ST公司的STW77N65M5。输入电压范围为240～300V，额定工作电压270V，额定输出电压为210V。

图6 (t14－t12)，(t13－t12)与输入电压之间的关系Fig．6 Relationship between(t14－t12)，(t13－t12) and input voltage

从图6中可以看出在输入电压变化范围内 (t1 4－t1 2)最小为 870ns，(t1 3－t1 2)最大为 134ns，为了保证开关管零电压开通，开关管必须在134～870ns之间开通。芯片内部的延迟为100ns，通过设计RC延时电路使之延迟时间为 600ns，经计算取 R= 1kΩ，C=220pF，则可以实现输入电压变化范围内开关管的零电压开通。

4 实验验证

为了验证本文的方案，研制了3kW，QR BCM Buck变换器。图 7(a)输入电压 270V、输出电压210V，功率为1500W 的波形;图7(b)为输入电压270V、输出电压210V，功率3000W的波形，可以看出负载变化时，零电压开关依然可以实现。图7(c)为输入电压250V、输出电压210V，功率3000W时的波形，与图7(b)相比依然可以使先零电压开通。图8为变换器在270V输入时各个功率下的效率，电路最高效率可以达到98.7%。

图7 实验波形Fig．7 Experimental waveforms

5 结论

准谐振BCM Buck变换器将电感电流设计在临界连续模式，减小了磁性元件的体积重量。在电感电流减小到零时，输出滤波电感和开关管并联电容谐振，通过设计开关管的开通时间，使开关管开通时，漏源极电压为0，可以实现开关管的零电压、零电流开通，减小了电路的开通损耗，提高了变换器整体效率。

图8 效率曲线Fig．8 Efficiency curve

［1］李双刚，张方华，刘硕，等 (Li Shuanggang，Zhang Fanghua，Liu Shuo，et al．)．高效率双向 Buck/Boost变换器的研究 (Study of high efficiency bi-directional Buck/Boost converter)［J］．电力电子技术 (Power E-lectronic)，2013，47(4):73-75．

［2］Hangseok Choi．Interleaved boundary conduction mode (BCM)buck power factor correction(PFC)converter ［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2013， 28(6):2629-2633．

［3］林国庆，陈志坚，何新松 (Lin Guoqing，Chen Zhijian，He Xinsong)．一种 Buck变换器的软开关控制策略 (A novel soft-switching control strategy for Buck converter)［J］．电工电能新技术 (Advances Technology of Electrical Engineering＆Energy)，2011，30(1): 20-23．

［4］Chu-Yi Chiang，Chern-Lin Chen．Zero-voltage-switching control for a PWM buck converter under DCM/CCM boundary［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24(9):2120-2126．

［5］Jong-Hu Park，Bo-Hyung Cho．The zero voltage switching(ZVS)critical conduction mode(CRM)Buck converter with tapped-inductor［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20(4):762-774．

［6］Linlin Gu，Julu Sun，Ming Xu，et al．Size reduction of the inductor in critical conduction mode PFC converter ［A］．APEC，2011 21stAnnual IEEE［C］．2011.550-557．

［7］Hyun-Lark Do．Zero-voltage-switching synchronous Buck converter with a coupled inductor［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58(8):3440-3447．

Design and study of high efficiency quasi resonant Buck converter

WANG Jin-long，ZHANG Fang-hua，ZHANG Shuai
(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion，Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，Nanjing 210016，China)

When the inductor current of boundary conduction mode(BCM)Buck converter falls to zero，the output filter inductor will resonate with the capacitor across the switch called Quasi Resonant．If the switch is turned on when the voltage of resonant capacitor is zero，ZVS and ZCS turn-on can be achieved，and the switching loss is eliminated．This thesis analyses the resonance between output inductor and the capacitor in detail，and find out the time when the voltage across the switch is zero．Then by using a proper delay circuit，zero voltage switching and zero current switching of switch are assured．When the Buck converter works in BCM mode the output filter inductor is small，and the reverse recovery loss of diode is eliminated，so dynamic performance can be improved．And there is a capacitor across the switch when it is turned off，and ZVS turn-off is achieved．At last a 3kw prototype is designed，and the highest efficiency is 98.7%．

boundary conduction;ZVS/ZCS;quasi resonant;delay circuit

TM46

A

1003-3076(2014)04-0011-05

2013-09-25

国家高技术研究发展计划(863计划，项目编号2011AA11A249)

王金龙(1990-)，男，江苏籍，硕士研究生，主要研究方向为航空电源;张方华(1976-)，男，江苏籍，教授，博士生导师，主要研究方向为航空电源，照明电源，新能源发电系统。