一种甚高光谱干涉仪数据采集系统设计

樊 奔，张玉贵，王建宇，周志娟



一种甚高光谱干涉仪数据采集系统设计

樊 奔，张玉贵，王建宇，周志娟

（北京空间机电研究所，北京 100096）

针对大气环境探测甚高光谱干涉仪输出信号的特点，提出了一种基于双ADC数据采集系统设计方案。采用数据合成的方式对两个具有同输入不同增益通道的数据进行拼接，使用相对较低分辨率ADC实现了高分辨率系统设计，并对数据合成过程中两通道的不一致性进行了分析、测量和校正。最终给出了系统的电路设计方案和实验结果。实验表明：系统在保证采样速率的情况下，能够实现高分辨率采样，并具有良好的信噪比。

甚高光谱干涉仪；双ADC；数据合成；高分辨率；通道不一致性校正

0 引言

大气环境监测是国内外近些年来备受关注的空间遥感技术。作为大气环境监测卫星系统的重要载荷，基于迈克尔逊干涉仪原理的甚高光谱分辨率探测仪是大气成分空间探测的主要设备[1]。甚高光谱分辨率探测仪输出的干涉图样信号包含有效信息以及噪声信号。要获取有效的干涉信号信息，就要对探测仪的输出进行放大、滤波以及模数转换等处理，最终通过对干涉信号的频谱分析获得所需的数据。

针对探测仪输出干涉信号的特点及有效信号获取过程中传统方案的一些问题，提出了一套基于双ADC数据采集系统设计方案，对其中的关键电路设计进行了展开和分析，并给出了最终的实际电路测试结果。

1 干涉信号特征分析及传统设计方案的问题

基于迈克尔逊干涉仪原理的甚高光谱分辨率探测仪输出的干涉信号仿真波形如图1[2]所示。图1中所示的波形有一个显著的特点，也即在零光程差（图1中间波形位置）附近的信号幅值远大于其它位置的幅值，按实际测试数据粗略估计最大值和最小值部分的比值可达100倍，实际系统要求对干涉信号整周期内的所有信号特征进行采样。

对于图1所示的探测器输出的干涉信号，采用传统方案的单通道ADC数据采集系统会遇到若干问题[2-3]：

首先，如果采用传统的单ADC设计方案，要满足整周期对干涉信号特别是其中小信号部分的有效测量，就要求采用高分辨率的ADC，而空间环境较地面环境恶劣而复杂，满足相应环境要求的器件在选型会遇到很大困难。

图1 干涉信号仿真波形

其次，即便能够有满足要求的ADC供选用，系统的噪声要求也会变得很苛刻，否则小信号部分很容易湮没在噪声中，从而丢失有效的信息。

此外，高分辨率ADC通常所采用的结构很难实现较高的采样速率。而为了满足高信噪比要求，往往会在采样后加入数字滤波算法，这样系统的采样率便需要以几何级次的方式增加，这无疑又增加了设计的难度和风险。

针对上述问题，提出了一种甚高光谱探测仪数据采集系统设计方案。

2 基于双ADC数据采集系统的结构

有别于传统数据采集系统单通道采样的设计方式，方案采用了双ADC设计。数据采集系统将探测器前置放大器输出的模拟信号分为了2个通道进行采集，分别为针对干涉信号小信号部分采样的S通道和针对大信号部分采样的L通道。这两路输入信号同源，但增益设置不同。S通道的输入信号增益要大于L通道，因此S通道输出的信号在零光程差附近会出现饱和现象，这样做的目的是保证两通道的有效信号动态范围基本一致。

之后两路ADC分别对具有小信号特征的S通道和具有大信号特征的L通道进行转换，此时，输入S通道的小信号在经过了若干倍放大之后，在信号动态范围上已与L通道无异，因此小信号的特征在相同分辨率采样的情况下就不会丢失。采样后的L通道和S通道的数据会进一步由软件进行处理，进而还原出一个完整的干涉信号。

还原真实干涉信号的过程也即所谓的数据合成过程。数据合成过程会通过拼接的方式将两通道数据合并为一组数据，数据合成过程会对L通道的数据在软件上进行数字放大，以保证最终的合成结果不会失真。当两通道所采用的ADC分辨率一致时，合成后的数据分辨率会达到原有单通道ADC采样过程的两倍。简而言之，数据合成会将L通道中间大信号部分同S通道两翼的小信号部分进行数据拼接处理。

双ADC采集和数据合成过程的示意图如图2所示。

图2中D为两个通道的相对相位延时，D为两通道直流分量差值，在实际电路中可能为负值。S通道用于处理干涉信号两翼的小信号部分，输入信号增益为L通道信号的倍；L通道则用于处理中间位置零光程差附近的大信号。最终合成计算结果的表达式如下式：

式中：D、D以及三个参数仅与通道本身电路结构相关，可以通过实际电路的测试获得。

3 关键电路设计与实现

基于双ADC数据采集系统电路结构框图如图3所示，主要包括模拟滤波放大电路、ADC转换电路、数字信号处理电路及电源滤波和稳压电路几个部分。

3.1 模拟滤波放大电路

数据采集系统要求有尽可能高的信噪比、良好的带内平坦度以及合适的带宽。对于常用的滤波器形式，如巴特沃兹滤波器和贝赛尔滤波器，考虑选用前者，因为虽然后者相对于前者能够保证滤波器的群延时特性，但是却不具备前者的通带内良好的平坦度，而后期对数据的分析主要是关注在幅频范围内的各次谐波的幅度特性[4-5]。实际电路所采用的是如图4所示的8阶巴特沃兹滤波电路，4级运放电路依次为低通滤波和高通滤波形式。

3.2 ADC转换电路

ADC转换电路部分主要考虑采样率和位数的选取。根据奈奎斯特采样定律，为了避免信号频谱混叠，采样频率需要大于2倍的信号频谱。此外再考虑到可能需要采用数字滤波算法，采样频率还要乘以算法需要抽取的点数。

若干涉信号频谱上限为104.17kHz，数字滤波算法抽取点数为128点，则采样频率至少要为26.66752MHz。此外干涉信号数据采集电路的信噪比要求一般均较高，这也限制了ADC的分辨率不能太低，否则动态范围无法满足采样要求。

3.3 电源滤波电路

设计所用的电源滤波器采用共模加差模滤波的电路形式，分别针对外部电源的共模噪声和差模噪声进行抑制。一般的差模滤波部分的电路拓扑结构如图5所示。

实际的电路中希望电源滤波器无谐振，但这点同负载的状况息息相关。在无法估算负载的情况下，如果无法避免谐振，就希望谐振的频率可以远离工作频率。随着负载电容的增大，谐振点在幅频特性曲线上会左移，因此设计电源滤波电路时，谐振点频率应当小于系统工作频率，也即小于前述的104.17kHz。

图2 双ADC数据采集过程

Fig.2 Double ADC data acquisition process

图3 数据采集系统电路结构框图

Fig.4 Analog filter amplifier schematic diagram

图5 差模滤波电路拓扑结构

3.4 系统噪声抑制措施

本文采取了以下几项措施来抑制系统噪声[6-7]：

1）将增益环节置于通道前端。

由于数据合成过程中，L通道的信号会在软件上进行放大处理，这个过程在对有效信号进行放大的同时，也会将噪声信号一并放大，因此对通道噪声的抑制效果会直接影响到最终的信噪比结果。

将数据采集通道看成一个多级系统，按照噪声系数的概念[4]：

＝(i/i)/(o/o) (2)

式中：i、o分别为有效输入信号功率和输出信号功率；i、o分别为有效输入噪声和输出噪声，包括经过放大或衰减的噪声和环节本身的噪声，令G＝o/i，则对于第级的输出噪声功率：

ol＝ol－1×G＋i(3)

多级放大的噪声系数：

＝on/(G×i)＝(on－1×G＋N)/(G1×G2×…×G×i) (4)

所以，

＝1＋(2－1)/G1＋(3－1)/(G1×G2)＋…＋(F－1)/(G1×G2×…×G(－1)) (5)

可以看出，噪声系数主要取决于第一级的1。因此降低第1级放大器的噪声系数和提高功率增益可以使系统噪声系数降低。

因此将增益环节尽可能的安排在数据采集通道的前端，会有利于整个通道信噪比的提高。

2）采用高阶滤波电路，抑制通道的频带外噪声。

系统所采用的8阶巴特沃兹带通滤波电路能够提供－80dB/10倍频程的过渡带特性，对通带频率以外的噪声信号能够进行很好的抑制，同时还能保证较好的带内平坦度。相比低阶次的滤波器而言，高阶滤波电路的过渡带性能更好，对带外噪声的抑制也更加有效。

3）合理的PCB布局，减少噪声对带内信号的影响[8-9]。

滤波电路只能对带外噪声进行抑制，而对于带内噪声而言则起不到滤波的作用。为了有效抑制带内噪声，系统设计时对电路整体的结构进行了调配，进行模数分隔布局布线。同时，在滤波电路外采用差分传输的形式来提高信号的抗干扰性。

3.5 通道误差校正

为了补偿L和S通道之间的差异，需要对两通道的误差参数进行测量并校正。以正弦信号为输入测试信号，可表示为：

()＝sin(2p＋) (6)

式中：为信号幅度；为信号频率；为信号初相。则对于L和S两通道在不同时刻采样构成的数字序列分别为：

()＝Lsin[(2p(＋DL)＋]＋L()＝Ssin[(2p(＋DS)＋]＋S(7)

式中：L、S为各通道增益误差；DL、DS为各通道时间延时误差；L、S为各通道直流偏置误差。当满足下式：

可知直流偏置误差为：

增益误差为：

通道间延时可通过两通道信号采样序列相位关系读取，其余误差参数按照式(9)、(10)即可求得。

4 实验结果及分析

4.1 通道噪声测量

按照以上设计方案实现的某数据采集系统，零输入情况下电路通道实际噪声测试结果如图6所示。图6可知，两通道的噪声峰值为8个DN值左右。

图6 L通道和S通道零输入时输出噪声

4.2 通道信噪比测量

实际测试采用信号发生器产生标准正弦信号作为数据采集系统的输入，并经由MATLAB对采样获取的数据进行处理，从而获得通道信噪比的具体数值。信噪比的计算公式为[10-11]：

式中：Usignal为输入信号；Unoise为五次谐波以外奈奎斯特频率以内的其它噪声信号。测试时设定输出信号频率为100kHz，图7和图8分别为L通道和S通道时域和频域的测试结果。

图8 L通道和S通道频域分析结果

由频域分析结果以及式(11)可以计算出系统的信噪比。对于L通道，系统信噪比为72.47dB，对于S通道，结果为72.46dB。

为了保证测试结果的可靠性，分别在系统带宽范围内选取10、20、50、100、150、200、300、400、600kHz几组正弦信号作为输入进行测试，信号幅值为ADC满量程输入的80%左右。最终的信噪比测试结果如表1所示。

表1所示的L通道和S通道在输入带宽范围内不同信号频率下信噪比均稳定维持在72dB左右，接近所选ADC器件75dB的理论信噪比值。

表1 数据采集系统信噪比测试结果

4.3 数据合成结果分析

为了便于对实际系统数据合成结果的性能进行分析，这里先以信号发生器同源不同幅值（幅值一大一小，分别模拟L和S通道的输入信号）正弦信号输入情况下模拟干涉数据合成过程。数据合成后的采样波形和频域分析结果如图9所示。对合成后的信号进行数字滤波处理输出波形及频域分析结果如图10所示。

由图9和图10可知，输入信号波形在数据合成和数字滤波之后拼接位置良好，幅值相近，且其信号由频域分析可知带外噪声得到了良好抑制。

实际甚高光谱探测仪数据采集系统干涉信号输入采样波形如图11所示，可见L和S两通道分别对小信号部分和大信号部分的放大效果。最终用上述两通道的采样结果进行数据合成并数字滤波后的干涉信号波形如图12所示，图12中干涉信号波形平滑完整，看不到明显的拼接痕迹，信号整体特征明显，满足数据采集系统的设计要求。

5 结论

由于采用了双ADC方案，数据采集系统在ADC器件选型上较传统的单通道设计更加灵活，可以在保证采样精度的同时选择高采样率的器件来实现器件选型上较传统的单通道设计更加灵活，可以在保数字滤波算法，从而优化系统性能。最终的实验结果表明，采用基于双ADC数据采集系统设计方案能够实现对干涉信号的高分辨率采集，性能良好，结构新颖，且系统具有较高的信噪比，满足甚高光谱探测仪数据采集系统最初的设计要求，对于同类型电路的设计有一定的参考和借鉴意义。

图9 正弦信号数据合成结果

图10 数字滤波后正弦信号数据合成结果

图11 干涉信号S通道和L通道采样结果

图12 数字滤波后干涉信号数据合成结果

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Design of Hyper Spectral Interferometer Data Acquisition System

FAN Ben，ZHANG Yugui，WANG Jianyu，ZHOU Zhijuan

(,100096,)

Aiming at the characteristic of output signal of the atmosphere environment hyper spectral interferometer, a new data acquisition system based on double ADC is proposed. By using the method of data combination to combine two channels that have the same input and different gains, the high resolution system is composed with relatively low resolution ADC, and it is made thatanalysis, measurement and correction for the channel non-uniformity during the combination. The result of the experiment indicates that system can achieve high resolution samples and has good SNR performance on certain sample rate.

hyper spectral interferometer，double ADC，data combination，high resolution，channel uncertainty correction

V443

A

1001-8891(2017)03-0259-07

2016-04-01；

2016-05-14.

樊奔（1985-），男，山西人，硕士，工程师，研究方向为焦平面电路设计。E-mail：kgbchina828@163.com。