基于数字信道化的干涉仪测向技术研究

闫秋飞，赵 玉，王 聪

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏 扬州 225001)

基于数字信道化的干涉仪测向技术研究

闫秋飞，赵 玉，王 聪

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏 扬州 225001)

宽带数字信道化接收机是侦察系统中非常实用的接收机体制，它具有复杂环境适应能力、快速反应能力以及较高的灵敏度。干涉仪测向具有测向精度高、波束范围宽、过滤噪声能力强等特点。基于数字信道化的干涉仪测向体制是电子侦察系统中常用的测向技术。

宽带数字信道化；多相滤波；干涉仪测向

1 概 述

随着电子对抗行业的发展，电子侦察系统面临的信号环境越来越复杂，信号密度越来越高，数字信道化是当前实现宽带数字侦察机的最佳截获结构，这类接收机具有截获同时到达信号、高灵敏度、实时完成子带下变频及速率转换等优点，同时又易于与后端信号处理匹配[1]。干涉仪测向与其它测向体制相比具有设备量少、测向精度高、波束覆盖范围广等优点。本文主要论述基于数字信道化的干涉仪测向技术的基本原理及应用。

2 数字信道化

2.1 数字信道化基本原理

数字信道化接收机能够处理同时到达的多个信号，有较高的截获概率，特别适合应用于宽带侦察接收机。数字信道化接收机可以分为直接信道化接收机和多相滤波信道化接收机，前者利用具有不同频率响应的带通滤波器将输入信号划分为不同的信道，后者将原型低通滤波器分解成多个多相支路，每一支路的数据经抽取滤波后实现输入信号的信道化。直接信道化接收机的运算量大且输出速率与采样速率相同，实现困难，后续处理的压力也很大，基于多相滤波的信道化接收机抽取在滤波之前，运算量小，且输出速率低，便于高速实现，是一种值得采用的高效方法。

2.2 基于低通滤波器组的数字信道化模型

基于低通滤波器组的数字信道化的接收机模型如图1所示，滤波器的幅频特性如图2所示。

设x(nT)为一宽频带信号，经过各通道中的带通滤波器滤波后输出K个基带信号yk(nDT)，k=0,1,…,K-1。

(1)

若滤波器组的第k通道带通滤波器冲击响应hk(nT)与第0通道低通滤波器冲击响应h0(nT)有如下关系，

(2)

Hk(z)=H0(zWk)

(3)

则称这个滤波器组为均匀滤波器组。各带通滤波器的通带带宽为fs/2K，抽取比为D=K，信道化宽带数字接收机在电子侦察领域内的优点有：响应快，信号信息保留完整，具备多信号和宽带信号接收能力，不需要频率引导，但是其缺点也是明显的，主要表现为带通滤波器数量多，计算量大，计算速度要求高[2]。

2.3 基于多相滤波的数字信道化模型

利用多相结构进行抽取滤波，从信道化接收机的结构可以看出，信道化滤波器是信道化接收机的重要组成部分。为了解决信道化滤波器组数量多、计算量大、速度要求高的问题，信道化接收机的滤波器可采用多相滤波来实现，它是宽带接收机直接实现的高效形式，该结构可从宽带数字信道化接收机的直接形式变化而来。多相结构是直接计算采样数据、提高计算效率的最好手段，它在多抽样率信号处理中是一种基本、高效的方法，可以整数倍、分数倍抽取,内插运算效率大大提高[3]。

有限冲击响应(FIR)滤波器转移函数可表示为：

(4)

如果将冲击响应h(n) 按下列方式分成D组，并设N为D的整数倍，即N/D=Q，Q为整数，对式(4)变换：

H(z)=h(0)z0+h(DT)z-D+…+

h((Q-1)DTz-(Q-1)D)+h(T)z-1+

h((D+1)T)z-(D+1)+…+h(((Q-1)D+

1)T)z-(Q-1)D-1+h(2T)z-2+

h((D+2)T)z-(D+2)+…+

h(((Q-1)D+2)T)z-(Q-1)D-2+…+

h((D-1)T)z-(D-1)+h((2D-

(5)

将上式中的z换成ejω，则：

(6)

式中：e-jωk表示不同的k具有不同的相位，因此称之为多相表示；Ek(zD)称为H(z)的多相分量。

式(6)称为H(z)的多相表示，数字信道化接收机的直接形式可以转化为图3的形式，为数字滤波多相结构如图3所示，数字滤波器的等效结构如图4所示。

利用多速率信号处理中的等效变换将抽取器提到数字滤波器Ek(zD)之前，可以使抽取滤波器的工作频率降低为1/D，运算效率提高D倍。即滤波器是在降速之后进行的，这就大大降低了对处理速度的要求，提高了实时处理能力。另外，这种多相滤波器结构的另一个好处就是每一分支滤波器的系数ek(nT)由原来的N个减少为N/D个，可以提高滤波器的累积误差，提高计算精度。

2.4 基于低通滤波器组和多相滤波的数字信道化仿真

线性调频信号信道化仿真，信号载频200 MHz，采样率500 MHz，调频带宽2.5 MHz。其中信道化的信道数目为32个，抽样值为32，线性调频信号数字信道化仿真波形如图5所示，线性调频信号的频谱如图6所示，信道化均匀滤波器的频谱如图7所示，信道13和14的局部放大如图8所示，数字信道化多相结构的频谱如图9所示。

3 干涉仪测向技术

3.1 干涉仪测向基本原理

简单的二元天线阵一维相位干涉仪模型如图10所示。

在实际应用中，当基线长度D<λ/2时，天线单元A和B接收的信号为：

(7)

式中：nA(t)和nB(t)分别为通道A和B的噪声，两通道的噪声相互独立，并且与信号统计无关，通过求两通道的互相关可以抑制通道的噪声[4]。

(8)

式中：E为数学期望;“*”为复共轭运算;Ps为入射功率。

根据式(8)可得入射角θ抑制噪声的公式为：

(9)

(10)

(11)

根据上式可知：当cosθ增大时，干涉仪测向精度增加，当cosθ减小时，干涉仪测向精度降低，方位误差曲线如图11所示。

3.2 干涉仪解模糊方法

假设一维M基线相位干涉仪基线长度分别为Li(i=1…M)，波长为λ的信号由与天线视轴夹角为θ的方向入射，到达基线Li的相位差为Φi=2πLisinθ/λ，如果能够测得Φi，就可以求得信号的入射角度[5]。

相位差Φi的测量值φi是以2π为周期的，即-π≤φi<π。如果信号到达两天线的相位差超过2π，便出现相位模糊，从而导致角度模糊。由于天线视轴一侧的最大无模糊相位差为π，所以基线Li对应的最大无模糊角度为arcsin(λ/2Li)，在理想情况下，基线Li对应的相位差测量值φi为:

(12)

假设ki表示用基线Li测向时的模糊数，将上式转换成目标方位角正弦的形式为:

sinθ=kiλ/Li+λφi/(2πLi),i=1,…,M

(13)

现取一基本基线L0，并取Li=L0/mi，代入上式并整理可得(其中mi为参差比)：

(14)

L=kimi+ri，i=1,…，M

(15)

4 数字信道化的干涉仪测向技术应用

基于五通道的数字干涉仪测向系统基本框图如图16所示。

数字干涉仪测向系统主要包含五单元天线系统、微波前端和数字接收系统。数字接收系统主要包括数字信道化模块和测向模块。该干涉仪测向系统基线长度分别为a1d,a2d,a3d,a4d，总基线长度为ad，其中a=a1+a2+a3+a4。干涉仪天线接收到射频信号后经限幅、滤波、放大变频后，把射频信号下变频到中频,送数字接收机，数字接收机对5路中频信号进行模/数(A/D)采样、数字信道化、测向解模糊后得到完整的信号特征信息。在该系统中,天线的相位不一致性、微波通道的相位不一致性、A/D量化误差都会引起干涉仪仪测向误差，需要在A/D采样后对中频进行相位误差校正。下面主要结合干涉仪解模糊算法讨论该干涉仪测向系统解模糊的实际应用。

当基线长度为a1d时，理论相位差的可能值为(360/a1)N(N=1,2…,a1)；当基线长度为a2d时，理论相位差的可能值为(360/a2)N(N=1,2…,a2)；当基线长度为a3d时，理论相位差的可能值为(360/a3)N(N=1,2…,a3)；当基线长度为a4d时，理论相位差的可能值为(360/a4)N(N=1,2…,a4)；当基线长度为ad时，理论相位差的可能值为(360/a)N(N=1,2…,a)。

其中θ为目标的入射角，各基线相位差的测量值分别为：当基线长度为a1d时，相位差的测量值为φa1d=2πa1d/λsin(θ);当基线长度为a2d时，相位差的测量值为φa2d=2πa2d/λsin(θ);当基线长度为a3d时，相位差的测量值为φa3d=2πa3d/λsin(θ);当基线长度为a4d时，相位差的测量值为φ9 d=2πa4d/λsin(θ);当基线长度为ad时，相位差的测量值为φad=2πad/λsin(θ)。

各基线相位差的测量值在360°内的分布为:当基线为a1d时相位差的可能分布为φa1d/a1+(360/a1)i(i=1,2,…,a1)；当基线为a2d时相位差的可能分布为φa2d/a2+(360/a2)i(i=1,2,…,a2)；当基线为a3d时相位差的可能分布为φa3d/a3+(360/a3)i(i=1,2,…,a3)；当基线为a4d时相位差的可能分布为φa4d/a4+(360/a4)i(i=1,2,…,a4)；当基线为ad时相位差的可能分布为φad/a+(360/a)i(i=1,2,…,a)。

5 结束语

电子侦察接收机要有瞬时覆盖大带宽和处理同时到达信号的能力，宽带数字信道化接收机是一种非常实用的接收机，能适应现代复杂的电子战环境。本文以数字信道化接收机理论为基础，对均匀滤波器信道化模型和多相滤波器信道化模型进行了仿真分析。多相信道化模型的抽取在滤波之前，大大降低了计算量，更有利于工程实践。干涉仪测向体制具有设备量少、测向精度高等特点，本文在干涉仪测向的理论基础上以四通道干涉仪为例分析了干涉仪解模糊的算法。

[1] TSUI J B Y,STEPHENS J P.Digital microwave receiver technology[J].IEEE Transactions on microwave theory and techniques,2002,50(3):699-705.

[2] FREDRIC J H,CHRIS D,MICHAEL R.Digital receivers and transmitters using polyphase filter banks for wireless communications[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2003,51(4):1395-1411.

[3] LILLINGTON J.Comparison of wideband channelisation architectures[C]//International Signal Processing Conference,Dallas,2003:1-6.

[4] 李莉，朱伟强.数字干涉仪测向实时鉴相技术[J].航天电子对抗，2005,21(2)：51-52.

[5] 周亚强，黄埔堪，孙仲康.噪扰条件下多基线相位干涉仪解模糊算法[J].电子与信息学报，2005(3)：1-7.

ResearchintoInterferometerDirectionFindingTechnologyBasedonDigitalChannelization

YAN Qiu-fei,ZHAO Yu,WANG Cong

(The 723 Institute of CSIC,Yangzhou 225001,China)

Broadband digital channelized receivers are a very useful receiver system in reconnaissance system，has complex environmental adaptability,rapid response capability and high sensitivity.The interferometer direction finding (DF) has the characteristics of high DF accuracy,wide beam scope and strong filtering noise.The interferometer DF system based on digital channelization is very conventional in electronic reconnaissance system.

broadband digital channelization;multi-phase filtering;interferometer direction finding

2017-09-25

TN971

A

CN32-1413(2017)06-0018-06

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2017.06.004