星间高速激光通信解调器并行结构设计

郭琦康 ，李国通 ，张 军 ，冯 磊

（1.中国科学院上海微系统与信息技术研究所，上海200050；2.上海微小卫星工程中心上海201203；3.上海科技大学信息学院，上海201210；4.中国科学院大学北京100049）

随着通信技术、多媒体业务的快速发展以及航空航天技术的进步，社会对信息的需求量也越来越大，每个行业领域都对通信传输速率及信息量提出了越来越高的要求。卫星通信技术作为其中关键的一环，对其传输信息量与实时性的要求也日益提高，对数据率的要求已经向数Gbps发展，传统的微波通信数据传输率已不再满足未来的信息高速化。而卫星激光通信相比于微波通信优势明显，体现在其通信速率高，没有频率干扰，抗干扰能力强，不易被截获，并且其终端设备质量轻、体积小、功耗低而且通信距离更远。因此各个国家都在积极的推进卫星激光通信技术研究[1-4]。

调制解调技术是卫星激光高速通信的核心技术之一，为了保证其高速率通信信息传输的可靠性，对高性能的调制解调提出了新的要求。随着数字IC的不断发展，数字调制解调器得到了越来越广泛的应用[5]。但现有的数字解调器符号速率基本都限制在数字芯片的最高处理速度，如果采用传统的串行的数字解调技术难以突破主时钟频率的限制达到Gbps。为了进一步提高数字解调器的解调速率，用并行化思想将高速率数据经多路分流到各个支路，采用并行结构[6-8]降低处理速率。

APRX[9]结构是基于频域相乘等价于时域卷积思想，通过DFT在频域实现低通和匹配滤波的频域并行结构。文中基于APRX结构对高速率数据正交数字下变频、频域匹配滤波等解调步骤的并行处理进行了研究，同时针对该并行处理计算进行了优化，以减少硬件资源消耗，便于硬件实现。

1 高速并行解调器

数字卫星通信和数字无线通信信道是典型的带宽受限信道，由文献可知，MPSK调制在抗干扰能力和频带利用率方面都优于MASK和MFSK调制，因此数字卫星和无线通信都广泛使用MPSK调制[10]，从最初的BPSK到QPSK，再到8PSK，目前投入使用的高速通信接收机多采用QPSK调制。但随着高速通信系统对传输速率和传输带宽要求的不断提高，现如今MQAM、MAPSK等更高阶调制得到了越来越多的研究与应用。本文选择了QPSK调制、32路并行方式，较好的兼顾传输速率和误码率性能。

高速解调器并行结构的设计流程如图1所示，整个解调器由下变频器、ADC、串转并模块、正交数字下变频[11]、DFT、频域匹配滤波、IDFT、同步模块组成。具体工作过程是：低中频信号数据流经过高速ADC的4倍采样后，并行FIFO将4路数据以1：8串并转换为32路数据，再将32路数据进行正交数字下变频。由于DFT后的频域相乘操作是循环卷积过程，因此采用重叠保留法即缓存上一次操作32路数据得到64路数据以求正确的线性卷积操作值[12]。然后经过DFT后在频域进行匹配滤波即简单的相乘操作，再经过IDFT通过同步操作后得到解调后的并行数据，最后通过并串转换模块采样后即能得到串行的解调数据流。匹配滤波器的长度为33，DFT点数为33-1+32=64点。

图1 高速解调器并行结构框图

2 并行模块化设计与优化

2.1 免混频正交数字下变频

对于中频解调结构，如果还采用低通采样定理确定ADC采样率fs，要求的采样率过大硬件将没法满足。根据带通采样定理，可以用较低的采样速率对中频信号进行无失真采样[13]，当采用fc=Rs,fs=4Rs时，在不考虑频偏情况下，假使我们接收到的中频信号为：

式（1）中的I(t),Q(t)分别是接收信号的I、Q分量，则经过采样后的信号为：

由式（2）可知，经过4倍采样后得到的信号已经是I、Q两路交替的基带信号，再对采样后的信号进行部分取反、奇偶分路抽取插零即可得到免混频数字下变频后的I、Q两路信号，即I(n)=[I(0),0,I(2),…]，Q(n)=[0,Q(1),0,Q(3),…]。由此可知该方案中无需进行混频数字正交下变频，省略了混频这一步一直需要计算的步骤。

2.2 频域匹配滤波器

在经过免混频正交数字下变频后，再经过重叠保留法数据重排后，每一次得到I（奇数点）、Q（偶数点）两路相互交替的64点数据，该数据进入DFT模块做64点DFT时，64点DFT/IDFT可以通过基-4FFT/IFFT算法以较少计算量快速实现[14]。64点DFT公式：

可以令

则式（3）可以表示为：

由上式可知，64点的基-4FFT可分解为三级基本运算。基本运算单元4点FFT蝶形单元如图2所示。

图2 4点FFT蝶形运算流图

做I路（Q路）DFT时，由于偶数路（奇数路）数据全为0，等价于在由输入的I、Q奇偶混合数据做FFT时，在第三级蝶形运算时只计算其中的第一级加法[15]。因此第三级蝶形运算将奇数路（1，3，…）的数相加即可得到I路64点FFT结果，偶数路（2，4，…）数相加即可得到Q路64点FFT结果。在此过程中，I、Q两路各64点的FFT运算优化为一路的64点FFT运算，节省计算复杂度，但并不影响最终结果。

由于匹配滤波器是N1=33点奇数点的偶对称FIR滤波器，具有线性相位特性[13]，其中DFT点数为N：

由DFT性质可知：

由式（8）可知N1=33,N=64时，可以利用Ĥ(k)=ejπk/2H(k) 来替换复数的H(k)做匹配滤波计算，最后做IDFT时取中间32点作为输出结果即可。由于Ĥ(k)都是实数，因此该运算可由原先的复数相乘运算简化为实数与复数相乘运算，节约了至少13运算复杂度。

图3 频域匹配滤波简化实现

1）对免混频数字下变频和重叠保留法得到的64点数据，做改动的DFT变换，得到频域I、Q各64点信号；

2）对匹配滤波器h(n)计算其线性相位的64点DFT变换

3）简化的频域匹配滤波如式（9）：

4）对滤波结果做IDFT得到I、Q各64点，取中间32点输出，对I、Q两路的数据按符号峰值点1：4抽取得到解调数据。

3 仿真实验

通过上述分析可知，该架构下对数字正交下变频、DFT/IDFT和频域匹配滤波做了计算优化，在matlab上对以上构架流程做如下参数仿真：调制方式为QPSK，匹配滤波器采用延时为4，α=0.5[16]的33点根号升余弦函数滤波器，其中信号与采样参数为fc=Rs=600 MHz,fs=4Rs=2.4 GHz。

在不考虑定时误差和频偏误差情况下，仿真得到的解调后星座图如图4所示，误码率曲线与理论曲线的对比如图5所示。

图4 信号解调后星座图

由图可以看出，在无定时误差和频偏误差情况下该高速解调器并行结构优化设计可以解调得到正确的星座图，并且其实现结构基本没性能损失。

图5 解调并行结构误码率

4 结束语

文中针对星间激光高速通信，提出了一种基于APRX结构免混频数字下变频、频域匹配滤波的并行解调构架，并对频域内的计算做了大量简化，以节省硬件消耗资源。通过matlab仿真表明，该构架可以显著提高解调器处理速率并且不影响系统解调性能。