S波段40 W GaN高效率内匹配功率放大器的设计

(南京电子器件研究所,江苏南京 210016)

作为通信系统传输单元中的重要组成部分,射频功率放大器是最耗能的器件之一。因此,设计高效率功率放大器一直是功放设计中的一个热门话题。参考目前国内外已报道的关于高效率功率放大器的文章,比较常见的高效率功率放大器主要可以分为E类、F类、逆F类和饱和功率放大器[1-4]。

考虑到本次设计功放所需频带(3.1～3.4 GHz)、 所用管壳尺寸(12.8 mm×14.5 mm)以及高效率的要求,最终选择饱和功率放大器。因为GaN材料作为第三代半导体的典型代表,具有如禁带宽度宽、击穿场强高、热传导率高和功率密度高等很多优异的特性,所以本文选用0.5 μm工艺氮化镓高迁移率晶体管(GaN HEMT)管芯,之后利用一个较小的电感和较大的电容使得输入输出端的二次谐波短接到地,再通过一级低通L-C匹配网络将阻抗匹配到50 Ω的内匹配设计方案,从而完成S波段GaN高效率功率放大器的设计。

表1为本次设计功放实物的性能及其与近期文献发表的GaN高效率功放的性能对比。

表1 S波段GaN HEMT高效率功放性能对比Tab.1 Performance comparison of GaN HEMT S-band high-efficient PA

1 功放的设计

1.1 GaN管芯的选取

首先要选择一款适当的管芯。在S波段48 V漏压下,GaN管芯输出功率密度为7 W/mm,40 W输出功率至少需要6 mm栅宽的管芯。考虑到实际电路中存在的损耗情况,所选管芯需要保证一定的功率余量,最终选用7.2 mm栅宽的GaN管芯,7.2 mm栅宽GaN管芯俯视图如图1。

图1 7.2 mm GaN管芯俯视图Fig.1 Top view of a 7.2 mm gate with GaN HEMT chip

1.2 GaN管芯的输出阻抗模型

由于GaN管芯功率密度高,热效应会对管芯输出阻抗模型产生明显影响。考虑到这一因素,目前GaN管芯的输出阻抗模型主要使用load-pull进行提取。通过load-pull提取出的GaN HEMT管芯的等效输出电阻和等效输出电容分别近似为90 Ω·mm和0.4×10-12F/mm,简化的GaN HEMT输出阻抗等效模型如图2所示。

图2 简化的GaN HEMT等效输出阻抗模型Fig.2 Simplified equivalent circuit for GaN HEMT

1.3 二次谐波匹配电路的实现

高效率的功率放大器可分为如图3所示两部分组成。一部分使二次谐波短接到地,一部分匹配电路在保证低Q值的情况下,将基波阻抗匹配到50 Ω。考虑这两部分电路的作用,在工作频带内同时对基波和二次谐波进行匹配是可行的。

图3 带有谐波控制的匹配电路Fig.3 The matching circuit with the second harmonic control circuit

随着频率升高,电容对匹配电路的影响会更加明显。在二次谐波条件下的电容将是在基波条件下的2倍,当二次谐波在带内短接到地时,基波阻抗在经过电容后将会提高。因此,为了使二次谐波在工作频段内短接到地,第①级低通LC匹配电路选用的电感L1需要尽可能小,同时使用大尺寸的电容C1。接着通过第②级低通LC匹配电路,将基波阻抗匹配到50 Ω。

1.4 匹配电路的设计与仿真

为了追求最大的器件功率输出,在单级放大器中,输入匹配网络设计以最大增益为主要目的,输出匹配网络则追求最佳功率匹配,实现最大增益和输出功率[9]。

选用Agilent公司开发的ADS软件对功率放大器的匹配电路进行仿真设计。输出阻抗匹配电路示意图如图4所示。首先通过到地电感L3通过80 pF电容C3实现到地连接,将其转化为实阻抗,通过感值较小的L1和容值较大的C1使二次谐波在输出端短接到地,然后通过L2,C2在保证较低Q值的情况下,将输出阻抗匹配到50 Ω。仿真结果如图5所示。

图4 GaN HEMT输出阻抗匹配电路示意图Fig.4 Schematic of GaN HEMT output matching circuit

图5 输出阻抗匹配电路S21参数曲线Fig.5 S21of the output matching circuit

图6 GaN HEMT输入源阻抗示意图Fig.6 Schematic of GaN HEMT input source resistance

通过将南京电子器件研究所提供的1.2 mm栅宽GaN HEMT的S参数包关联合成所需的7.2 mm栅宽GaN HEMT管芯的S参数包。将其与设计好的输出阻抗匹配电路相连,形成设计输入匹配阻抗电路所需的源阻抗,如图6所示。

与输出匹配电路类似,输入阻抗匹配电路先通过一个感值较小的L5和容值较大的电容C5使二次谐波短接到地,然后通过一级低通LC匹配电路(L4,C4)匹配到50 Ω,并采用并联电阻的方式保证电路工作的稳定性,电阻通过80 pF电容实现到地连接。完整的匹配电路如图7所示。

2 功放的测试

实际功放电路的制作选用相对介电常数9.9,厚度为380 μm的陶瓷基片和相对介电常数85,厚度为180 μm的陶瓷电容,陶瓷基片和陶瓷电容镀金层厚度均为10 μm。实物图如图8所示。

图7 GaN HEMT输入输出匹配电路示意图Fig.7 Schematic of GaN HEMT chip matching circuit

在漏压48 V,输入功率25 dBm的条件下,对功放管进行小信号增益测试,实际测试系统如图9所示。图10为实际测试结果和仿真结果的对照,其中S21(A)为实测增益曲线,S21(S)为仿真增益曲线。在3.1～3.4 GHz频带范围内,实测增益曲线和仿真增益曲线基本一致,但实际增益较仿真结果略微偏低,且平坦度较差。

造成以上结果的原因主要有:(1)仿真使用理想元器件,实际测试中所使用的陶瓷基片和陶瓷电容会带入一定寄生参数,造成损耗和偏差;(2)在所测频带中,金丝对增益影响明显,实际制作中金丝长度不易控制,和仿真有所偏差;(3)实际测试中,偏置电路也会对功放性能产生一定影响。综上,实际测试结果和仿真结果一致性较好。

图8 功放电路实物图Fig.8 Photograph of the PA

图9 功放的测试系统Fig.9 Test system for measuring output power andηd of the proposed PA

在漏压48 V,静态漏极电流0 A,输入功率36.3 dBm(周期1 ms,占空比10%)的条件下,对功放管进行饱和增益测试。图11为功放在各频点的饱和输出功率和附加效率。在3.1～3.4 GHz频带内,输出功率大于46.8 dBm(48.3 W),最大输出功率为 47.4 dBm(55.34 W),漏极效率大于63.8%,最大漏极效率达到73.9%。

图10 小信号增益仿真和测试结果Fig.10 Simulation and test results of theS21

图11 输出功率、漏极效率与频率相应特性Fig.11 Output power,drain efficiency vs frequency

3 结论

本文通过使用一个较小的电感和较大的电容组成一个简单的低通L-C电路,在功率放大器的输入输出匹配网络中引入一个谐波控制电路,提高了功放的效率。该方法使得电路的基波阻抗匹配和二次谐波阻抗匹配可以同时进行,简单易行且利于功放的小型化。测试结果表明,该方法设计的功率放大器能获得较好的效率,但本次设计的功放功率平坦度较差,工作频带内每个频点的漏极效率也有较大差距,这可能是由于谐波控制电路在每个频点的性能差异导致,具体情况需进一步研究、验证。