基于GaAs-0.25 μm L波段高效率功率放大器设计

谢仕锋， 李海鸥,2,3， 李 跃， 李陈成， 张法碧， 陈永和， 傅 涛， 李 琦， 肖功利， 孙堂友， 陈立强

(1.桂林电子科技大学 广西精密导航技术与应用重点实验室，广西 桂林 541004；2.杭州电子科技大学 射频电路与系统教育部重点实验室,杭州 310018；3.中国科学院 纳米器件与应用重点实验室，江苏 苏州 215123；4.深圳飞骧科技有限公司，广东 深圳 518057)

对于现代导航定位系统，功率放大器的效率对于整个系统的能量利用率有着非常大的影响，因此设计高效率功率放大器是目前科研人员追求的一个重要目标[1]。提高功率放大器的效率，不仅可以降低器件能耗，而且可以节省能源。目前，通常设计开关模式的功率放大器来提高效率，例如D类、E类和F类功率放大器[2]。Class-E功率放大器凭借其结构简单、集成度高、PAE较好等特点而备受欢迎。

开关模式功率放大器的效率和线性度是相互制约的，一般在设计功放过程，往往在这二者中进行折中[3]。另一方面，Class-E功率放大器增益起伏较大，一般通过采用负反馈结构能够有效改善增益平坦度和端口驻波匹配，但是负反馈结构会导致功率损耗较大以及功率附加效率PAE下降，不适合高效率功率放大器使用。本研究应用成都海威华芯科技有限公司GaAs-0.25 μm赝高电子迁移率晶体管(pHEMT)工艺，基于负载牵引、LRC增益均衡结构和谐波滤除网络技术，设计了一款应用于导航定位系统的L波段高效率单片微波集成(MMIC)功率放大器。

1 制约功率放大器效率的因素

理想的Class-E功率放大器的电路结构在1975年由Sokalldian教授提出[4]，如图1所示。理想功率放大器主要由输入匹配网络、晶体管M1、直流馈电电感L1、并联电容C1、串联谐振结构C2和L2、输出匹配网络等组成。

图1 Class-E功率放大器的基本结构

理想的E类功率放大器的各元件表达式为：

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

功率放大器的工作效率与其自身工作状态、负载阻抗、直流馈电电感、寄生电容、输出匹配电路等因素。下面利用Class-E功率放大器的电路结构，分析这些因素对功率放大器效率的影响。

1.1 寄生电容对效率的制约

并联电容C1由晶体管漏电极到地的寄生电容和外加电容组成。当驱动电压Vdrive小于晶体管M1的阈值电压Vth，M1处于关断状态时，寄生电容进入充电模式。随着漏极电压不断增加，驱动电压Vdrive接近晶体管M1的阈值电压Vth，M1接近开启状态，这时充电电流几乎接近零，漏极电压几乎不变，但此时漏极电压很大。当晶体管M1开启后，寄生电容持续放电，导致晶体管M1内阻Ron消耗相当大的功率[5]，并产生热量，从而降低功率放大器的效率。由此可得寄生电容导致的损耗为：

(6)

其中：Ploss为寄生电容导致的损耗；Pout为输出功率；RL为输出端等效阻抗。为了减小寄生电容对效率的制约作用，采用GaAs pHEMT器件。一方面，GaAs工艺的金属层(金)比硅工艺的金属层(铝和铜)具有更低的阻抗，采用MIM电容可提供更高的品质因数和更低的损耗；另一方面，GaAs半绝缘衬底还可以减小晶体管源极和漏极的寄生电容，从而使GaAs器件在给定的频率下具有较Si器件更高的效率。

1.2 直流馈电电感对效率的制约

Class-E功率放大器的电路中，直流馈电电感L1既可以采用扼流线圈LCK，也可以直接采用电感值合适的有限电感L。假如采用扼流线圈LCK，则A类、B类、AB类、C类等功率放大器的漏极电压为2Vdd，而开关模式功率放大器的漏极电压可以达到3.57Vdd以上，这将会导致Class-E功率放大器承受过高的电压而容易被击穿[6]。另外，如果Class-E功率放大器采用扼流线圈LCK，将会导致较为严重的功率损耗，功率附加效率PAE也会大大降低。很多研究成果表明，采用电感值合适的电感L来代替扼流线圈LCK，可有效提高功率附加效率PAE。本研究采用有限螺旋电感L，其漏极电压将下降到2.8Vdd，不仅减小了晶体管承受的压力，提高系统的可靠性，而且降低了功率放大器的功率损耗，有效提高了功率附加效率PAE。

1.3 输出匹配电路对效率的制约

匹配电路损耗主要由电感L2的寄生电阻Re引起的，由此可得匹配网络的损耗为：

(7)

式中Q为电感的品质因数。由此可得匹配网络的损耗Ploss主要是由输出端等效阻抗RL决定的，而由式(5)可得RL主要与电源电压Vdd和输出功率Pout有关。在给定的电感品质因数Q的情况下，为了减小匹配网络的损耗，一方面可以选用合适的有限电感L，适当提高电源电压Vdd；另一方面可以选择合适的输出匹配网络，尽可能地降低这部分损耗。在Class-E功率放大器的匹配过程中，采用π型匹配网络，不仅可以提高功率放大器的效率，而且在一定程度上起到抑制谐波的作用。

2 电路设计

为了满足高效率、高增益的要求，设计了一款由三级放大电路级联构成的GaAs pHEMT MMIC功率放大器，功率放大器整体电路结构如图2所示。

图2 MMIC功率放大器整体电路结构

2.1 器件选型

目前，随着GaAs工艺的不断发展与成熟，GaAs基MMIC放大器成为学术界热门的研究领域之一。GaAs跨导高，增益大，而且GaAs工艺的金属层(金)比硅工艺的金属层(铝和铜)具有更低的阻抗，因此GaAs基的螺旋电感和MIM电容可提供更高的品质因数和更低的损耗；而且GaAs半绝缘衬底可以减小相应寄生参数，使得GaAs基器件具有更高的效率。因此，GaAs工艺在MMIC放大器的应用中具有明显的优势[7]。

另一方面，赝高电子迁移率晶体管(pHEMT)是高电子迁移率晶体管(HEMT)的一种改进结构。GaAs pHEMT的异质结能带图如图3所示。pHEMT的结构中存在一个i-InGaAs/i-GaAs异质结(势垒高度约为0.17 eV)，使得i-InGaAs沟道层成为一个量子阱，二维电子气(2-DEG)即处于此量子阱中。因此，与普通HEMT相比，pHEMT具有更大的电子面密度(约高2倍)和更高的电子迁移率。总之，pHEMT双异质结的结构，不仅改善器件的输出伏安特性，而且极大提高了器件阈值电压的温度稳定性，从而使得pHEMT器件具有更大的跨导、更高的输出功率以及更强的电流处理能力。

图3 GaAs pHEMT的异质结能带图

具体而言，GaAs pHEMT与常规HEMT比较具有如下优点：1)因为加上了InGaAs层，pHEMT器件获得了更为稳定的低温特性；2)与产生复合噪声有关的陷阱被大大降低，这有利于降低1/f噪声；3)GaAs层具有更高的电子迁移率，有益于提高增益；4)改善了载流子的限制状态，从而降低输出电导，起到降低功率损耗、提高功率附加效率的作用。所以采用0.25 μm GaAs pHEMT晶体管。

2.2 LRC增益均衡网络

Class-E功率放大器的增益易出现纹波和不平坦的现象，甚至在倍频程能相差10 dB以上。设计功率放大器时，通常采用负反馈结构改善增益平坦度，但是负反馈结构会导致功率损耗以及PAE下降，不适合应用于高效率功率放大器中。而利用增益均衡电路对功率增益进行修正，不仅可以有效改善增益平坦度，而且对功率损耗和PAE影响较小。因此，在功率放大器输入级引入一种新型的LRC增益均衡网络，如图4所示。

图4 增益均衡网络

图4(a)是其中一种增益均衡网络的基本集总元件电路形式，该类增益均衡网络的幅频特性是在谐振频率处衰减最大，而对低于和高于谐振频率的部分衰减变小，呈现倒钟形的幅频特性；图4(b)也是增益均衡网络的基本集总元件电路形式之一，该类增益均衡网络的幅频特性是单调的，在谐振频率处不衰减，而频率越低的部分衰减越大[8]。功率放大器的增益随着频率的升高而降低，图4(b)这种电路形式的增益均衡网络也适合用于增益平坦化，但由于电阻相当于接入放大电路中，导致增益衰减过大，所以采用如图4(c)所示的LRC增益均衡网络。图4(c)的增益均衡网络的幅频特性与图4(b)的相似，但是其插入衰减更低，从而使功率放大器具有平坦化的高增益。

2.3 输出级电路设计

本设计采用的是0.25 μm GaAs pHEMT晶体管，该晶体管的阈值电压Vth为-1.1 V，适用于中小功率放大器，可实现多种MMIC。另一个方面，晶体管的尺寸对于输出功率有着至关重要的影响，尺寸过大易引起寄生电容，导致电路性能降低；而尺寸过小会影响驱动能力，使晶体管发生击穿甚至烧毁。因此，经过对每一级晶体管进行性能评估后，为了满足高效率和高输出功率的要求，本设计选用8×125 μm晶体管，另外输出级的电压偏置为：栅极电压Vgs=-1.0 V、漏极电压Vds=8.0 V，使功率放大器工作在Class-E放大状态。

本功率放大器的输出级电路结构如图5所示，采用4个8×125 μm晶体管并联结构，利用晶体管并联结构增加放大电路的输出电压来达到增大输出功率的目的。通过前文的分析，偏置电路中采用有限电感L1、L2取代扼流线圈LCK，C1和C2是大电容，谐振频率为1575 MHz，主要用于将射频信号引入片内交流地中，从而防止射频信号到达电源。设计匹配电路采用π型匹配网络，尽量减少片内螺旋电感的使用，C3、L3和C4组成级间π型匹配结构，C6、L6和C7组成输出级π型匹配结构，该匹配电路具有较好的可调性。另一方面，输出级的输入信号中存在各次谐波，因此L4和C4构成低通滤波网络，起到滤除高频杂波的作用；输出端的C5和L5构成串联谐振网络，谐振频率为1575 MHz，用于抑制无用频信号；同时L5和C6构成并联谐振网络，并联谐振电路在一定频率下比串联谐振电路更加灵活，主要用于抑制高次谐波。采用该输出级电路网络，不仅有利于提高整体功率放大器的功率附加效率PAE和输出功率Pout，而且在一定程度上抑制高次谐波、实现较好的线性度。

图5 功率放大器输出级电路结构

整体功率放大器由三级放大电路组成，在输入级引入LRC增益均衡网络，匹配电路采用较为灵活的π型匹配网络，在输出级电路中引入LC谐振网络。为了利于调整功率放大器的性能参数，所需偏置电路由片外提供，其他部分的元件都在片内实现。功率放大器版图如图6所示，所用电感为片内螺旋电感，所用电容为MIM电容，所用电阻为薄膜电阻，对整体电路进行合理布局、布线，避免级间电流回流的影响，尽量减少寄生参数的影响。

图6 功率放大器版图

图7 功率放大器的功率增益曲线

3 仿真结果与分析

基于0.25 μm GaAs pHEMT工艺，设计了一款中心频率为1575 MHz的高效率MMIC功率放大器。利用ADS软件，对功率放大器原理图进行S参数仿真和HB谐波仿真，并对版图进行DRC和LVS验证以及版图电磁仿真，最后将原理图和版图进行联合仿真。功率放大器的S参数、功率增益Gp、端口驻波比VSWR、输出功率Pout以及功率附加效率ηPAE等仿真结果如下：

图7所示为功率放大器功率增益的仿真曲线，在1475～1675 MHz频带内，功率增益大于32.5 dB，最大值为33.23 dB，最小值为32.654 dB，其功率增益平坦度为±0.288 dB。结果表明在输入端引入LRC增益均衡网络不仅可以有效改善增益平坦度，而且对增益衰减的影响非常小。

图8为功率放大器的输入输出端口电压驻波比(VSWR)的仿真曲线。由图8可看出，在1475～1675 MHz频率范围内，输入端口电压驻波比(VSWR1)均小于2，输出端口电压驻波比(VSWR2)均小于1.8，表明功率放大器的输入输出匹配良好，工作带宽可以达到200 MHz。

图8 功率放大器的VSWR曲线

功率放大器输出功率Pout和功率附加效率ηPAE随频率f变化的曲线如图9所示。由图9可知，在1575 MHz中心频率时，功率放大器ηPAE可达到62.3%；在1475～1675 MHz工作频带内输出功率大于33.5 dBm，ηPAE达到55%以上。

图9 输出功率和ηPAE曲线

表1为设计的高效率MMIC功率放大器性能与近几年已发表的有关高效率功率放大器的性能指标对比情况。结果表明，提出的功率放大器具有高输出功率、高功率附加效率的优异性能。

表1 与其他高效率功率放大器的性能对比

4 结束语

基于0.25 μm GaAs pHEMT工艺，设计了一款L波段MMIC功率放大器芯片。通过采用负载迁移技术、灵活的匹配形式和LRC增益均衡网络，实现了高效率和平坦化高增益的目标。结果表明，在1475～1675 MHz频率范围下，功率增益为32.65～33.23 dB，功率增益平坦度为±0.29 dB，功率附加效率为55%～62.3%，输出功率为33.5～34.2 dBm。该MMIC功率放大器高输出功率、高效率以及平坦化高增益的良好性能，对于导航定位系统应用极具吸引力。