双级输入升压型DC-DC 变换器功率转换实用性设计

刘加松，宋玉宏，周捷信

（顺德职业技术学院 智能制造学院，广东 佛山 528333）

随着绿色再生能源的兴起，逆变电源应用及相关研究日益广泛和深入［1-4］，广泛应用于家庭、公司服务器、卫星中继站甚至航空航天事业中。升压电路是逆变电源的一个关键部分，其稳定性、安全性、响应灵敏性等的关键指标都影响着整个逆变电源系统的正常运行。

在升压电路中，普遍使用的方式有：Push-Pull（推挽式拓扑）、Weinberg Circuit（温伯格电路拓扑）、Half-Bridge（半桥式拓扑）、Full-Bridge（全桥式拓扑）等几种［5-7］，其中最为常用的是Push-Pull（推挽式拓扑）。对于这几种拓扑而言，输入电压限定在比较窄的范围以便确保一个固定的变压比，当输入电压发生较大变化时，升压输出部分电压会过高，可能烧毁高压用电部分。虽然输出电压过高可以通过PWM 调制达到设定电压输出的目的，但由此会降低电源转换效率（此时PWM 驱动信号的脉冲宽度十分窄，导致电源转换率降低）。故在多输入开关变换器的耦合方案中［8-10］，输入对应各自的功率转换电路或者通过较复杂的控制电路，虽然适应了不同输入电压时的情况，但系统方案成本较高，经济效益不高。

针对以上问题，研究基于推挽式拓扑的双电压输入的升压DC-DC 恒压输出直流变换器的关键技术，给出实用设计方案。

该方案主要由推挽式升压拓扑电路、PWM 调控电路、电位逻辑保护电路、自动频率调整电路、输出恒压自动切换电路、输出过压保护电路、开关管过电流保护电路、升压输出整流滤波电路及辅助电源等几部分组成，总体设计如图 1 所示。

低压电源（12 V 或24 V）作为整个电源电路的输入。通过辅助电源电路输出稳定的15 V 及5 V 提供给控制电路作为电源；自动频率调整电路可以根据输入电压级别调整振荡电路参数以确保PWM 频率适应；推挽式升压电路由PWM 信号驱动，与输出恒压自动调整电路相配合，根据输入电压级别自动判断（12 V 或24 V）进行电路切换，将不同低压直流输入变换为输出电压恒定的380 V（有效值）的方波高压，再通过输出整流滤波电路后得到一路380 V 的后级母线高压。

整个设计方案中还包括过流保护和过压保护电路，两路保护电路作为反馈信号引入PWM 使能端。过流保护电路利用晶体管的内阻特性，通过监测晶体开关管的导通压降电压，判断升压过程中是否有过流、短路现象，如有则及时关断PWM 输出；而过压保护电路是通过监测输出电压的情况，有过压情况立即关断PWM 输出。

图1 方案整体结构图

本设计的重点和难点在于双输入情况下的电位逻辑判断及保护电路、推挽拓扑的高频升压变压器的绕组设计以及与之对应的输出恒压自动切换电路。

1 电位逻辑保护电路设计

电路系统的输入电压通常会有欠压、过压、正常三种工作状态，及时判断输入电压的状态，有利于提高电路系统的工作性能和寿命。

本设计有12 V 和24 V 两种不同的输入电压级别，电路输入电位判断逻辑会有六种不同的工作状态响应，使用一般的电压窗口比较器（双限比较器）电路无法满足设计要求［11］。因此，在双限比较器的基础上拓展成多限比较器，设计双路复合型窗口比较器电路。将输入电压（V-BAT）的欠压和过压采样分为两条独立的分压式支路，运用4 个比较器得到4 路输出信号，其组合覆盖所有的工作状态，设计电路如图2 所示。

图2 电位逻辑保护电路

欠压采样分压支路由图中的R2 和R3 组成，过压采样分压支路由图中的R10 和R11 组成。两路分压式采样信号分别送入比较器芯片（LM339）的A、B、C、D 共4 个比较器单元。使用两个齐纳二极管（BZV55-B3V3）串联组成四个比较器单元的两个基准电压。

当比较器输出为高电平时，表示输入电压在欠压或过压状态；当比较器输出低电平时，表示输入电压在合理的工作范围内（其中比较器A、B 的输出端OA 和OB 输出高电平时，分别对应12 V 蓄电池输入时的过压与欠压保护输出；而比较器C、D 的输出端OC 和OD 输出高电平时，分别对应24 V 蓄电池输入时的过压与欠压保护输出）。按照这个电路逻辑，画出电位逻辑保护电路输出电位的工作示意图，如图3 所示。

图3 电位逻辑保护电路的输出工作示意图

以图3 的电路逻辑，令OA、OB、OC、OD分别为最高位逻辑、次高位逻辑、次低位逻辑、最低低位逻辑，令“工作状态”（即电路中的“Control-OUT”）为输出Y，且使“0 V（低电平）”和“工作”为逻辑电路中的“0”；“5 V（高电平）”和“不工作”为逻辑电路中的“1”。在逻辑中，无关项用“×”表示。其逻辑分析过程如图4 所示，由“卡诺图”分析法可得到其电路组合逻辑的最简式：Y=OA·OD+OB+OC。依此，设计出相应的逻辑运算电路，即四个比较器的输出所接的逻辑门电路，如图4 所示的右半部分逻辑电路。由此构成一个完整的双输入电位逻辑判断保护电路［12］。

图4 逻辑分析过程示意图

2 高频变压器的设计

在推挽拓扑（Push-Pull）中，变压器输入、输出绕组一般由两组对称绕组构成，且中间带有抽头。对称的输入绕组，使得变压器磁芯工作在第三类工作状态，电源拓扑在变换过程中拥有良好的磁芯利用率［13-14］，见图5。

图5 推挽式拓扑电路图及第三类工作状态图

在输入直流电压为Ui的情况下，设变压比为K，则输出电压满足Uo=Ui/K；若此时将新的直流电压Ui'=2Ui作为输入，则此时新的输出电压满足Uo'=Ui'/K=2Uo。可见，在高输入电压级别情况下，将产生过压输出现象。

为了解决以上问题，将图5 中推挽拓扑电路的变压器的输出设计为两个独立绕组，如图6 所示。并通过外围电路去切换两个独立的输出绕组的串联或并联方式，或者通过切换变压器输出绕组的交流电压所对应的整流方式，使得电路输出为恒压，从而解决过压现象。

图6 推挽式变压器设计图

变压器的输入绕组为两个匝数相同的绕组构成，且带有中心抽头，分别用n11、n12 表示匝数。输出绕组为两个匝数相同的独立绕组构成，分别用n21、n22 表示匝数。假设匝数n11=n12=N1，匝数n21=n22=N2。根据已知的条件，如输入电压Ui，输出电压Uo，输出功率Po，PWM 频率f及占空比D，预估转换效率η，可以求解线圈电流密度j，进而选取所需变压器铁芯规格和漆包线径等参数。N1、N2 取值可以根据如下的公式求解：

3 输出恒压自动切换电路设计

按前述假设，推挽式拓扑所接变压器的输入绕组为两个N1 匝线圈的绕组，输出绕组为两个独立的匝数为N2 的绕组构成。当输入电压为Ui时，两个输出绕组各自输出有效值为Uo的方波电压；当输入电压为2Ui时，每个输出绕组输出有效值为2Uo的方波电压。基于此，设计以下两个输出恒压自动切换的方案。

3.1 方案1：自动切换串联或并联连接

在输入电压为Ui=12 V 时，两个输出绕组互异串联形成一个2N2 的新输出绕组，这样由变压器原理公式可以得到2Uo的高压输出；在输入电压为2Ui=24 V 时，两个输出绕组对应并联形成一个N2 匝的新输出绕组，这样同样由变压器原理公式可以得到其输出为2Uo的高压。因此，恒压的原理在于设计出一款串并联切换电路，原理图如图7 所示。

图7 串联或并联输出恒压转换电路

升压变压器的两个输出绕组接到了一个双刀双掷继电器，继电器线圈K2 通过由R36、D5、D6、R45、C34、Q3 构成的17.1 V 电压状态翻转电路进行控制。

在输入端电压（V-BAT）低于17.1 V 时（输入12 V 情况），Q3 基极驱动电压近似为0 V，未能满足三极管导通条件，于是继电器衔铁处于释放状态（图7 中继电器的状态），由电路分析可知，此时端口'OUT B'和'OUT C'处于内部短接状态，且未与整流电路有连接，而端口'OUT A' 和'OUT D'作为输出，也就是将变压器两个输出绕组串联输出，即串联后形成的线圈的匝数为2N2，故输出有效值为2Uo的方波电压，其等效原理如图8（a）所示；同理可知，当输入端电压（V-BAT）高于17.1 V 时（输入24 V 情况），Q3 基极驱动电压近似为0.7 V（三极管PN 结箝位作用，相当于基极到发射极串联一个二极管），满足三极管导通条件，于是继电器衔铁处于吸合状态，由电路分析可知，此时端口'OUT A'和'OUT C'以及'OUT B'和'OUT D'两两内部短接输出，也就是将变压器两个输出绕组同名并联输出，即并联后形成的线圈的匝数为N2，也就是输出有效值为2Uo的方波电压，其等效原理如图8（b）所示。这样一来，也就实现了恒压转换的目的。

该方案针对两个不同的输入电压实现了恒压输出的切换，在后续整流电路部分，采用桥式整流电路。此处使用了四个快恢复二极管RHRP8120（图7中的D36、D37、D41、D42）。在输出滤波环节，采用两个并联的铝电解电容（470 uF/400 V），从而得到稳定的直流电压输出。

图8 串联或并联输出恒压转换电路等效原理图

3.2 方案2：桥式或全波整流转换

如果不采用串联（12 V 输入）和并联（24 V 输入）自动切换的方案，为了保证恒定的输出，则可在整流环节进行整流方式的切换。

由桥式整流与全波整流的性质可知：一个桥式整流电路的整流对象仅为一个线圈绕组，整流滤波输出的电压由这个线圈的匝数决定；而一个全波整流电路的整流对象为两个对称的线圈绕组，且两个线圈构成一个中心带有抽头的组合线圈，整流滤波输出的电压由这两个对称线圈同时决定，又因为线圈的对称性（线圈匝数相等，两个绕圈在中心抽头处极性互异），所以其整流滤波输出的电压等效为一个线圈所决定，图9 即为桥式和全波整流模式自动切换的电路原理图。

图9 原理图与图7 原理图相似，只是继电器K2在控制端的接法与“串联或并联自动切换电路”的接法有所不同，故在此仅介绍其整流方式的转换原理。

图9 桥式或全波整流恒压转换

图9 中，在输入端电压（V-BAT）低于17.1 V时（输入12 V 情况），继电器衔铁处于释放状态（图7 中继电器的状态），由电路分析可知，此时端口'OUT B'和'OUT C'处于短接状态（此时输出绕组相当于串联输出），且未与整流电路有连接，而端口'OUT A'和'OUT D'作为输出，与四个二极管（图9 中的D36、D37、D41、D42）构成桥式整流方式，其整流对象为两个相同的N2 匝线圈串联组成的2N2 匝线圈，故整流滤波后的电压为2Uo，其等效原理如图10（a）所示；同理可知，当输入端电压（V-BAT）高于17.1 V 时（输入24 V 情况），继电器衔铁处于吸合状态，由电路分析可知，此时端口'OUT B'和'OUT C'处于短接状态，端口'OUT B'和'OUT C'构成的变压器中心抽头与二极管D36、D37 的负极相连接，而端口'OUT A'和'OUT D'分别与二极管D41、D42 的正极相连接，一同构成了全波整流方式，其整流对象为两个相同的N2 匝线圈串联组成中心带抽头的线圈，其实际整流对象等效为一个N2 匝的线圈，故整流滤波后的电压为2Uo，其等效原理如图10（b）所示。这样一来，同样也就实现了恒压转换的目的。

3.3 方案对比

图10 桥式或全波整流恒压转换等效原理图

方案1 的核心是根据输入电压的不同进行两个输出绕组的串联或并联切换。由于寄生参数、元件所处空间环境不同，绕制变压器很难达到理想设计状态。尽管两个线圈的匝数相同，但两个相等匝数线圈在现实环境中还是难以实现电感量的绝对一致。而变压器线圈的输出电压与其电感量有极为密切的关联性，所以同一变压器上的两个相等匝数的输出线圈之间很难保证绝对一致的电压，此时两个线圈并联输出，线圈之间会因电势差而产生电流，即会产生并联线圈的短路环流。短路环流不仅会影响其并联线圈输出的电压，而且这种影响还表现为线圈内部的抵消作用，导致输出功率降低。这可以通过两个有互感的线圈并联原理分析得知（这里仅考虑同名端与同名端相连接的情况），如图11 所示。

图11 互感线圈的并联示意图

由互感线圈的感应电动势方程组可知：

上式中L表示等效并联电感量，L1、L2分别表示两个线圈的电感量，k表示两个线圈的耦合系数（，其中M为互感系数，由变压器固有参数决定，，故k≤1）［13］。由 此可知，当L1、L2差别较大时，该等效电感的电感值低于L1或L2中任何一方的电感值。

因此，如果采用方案1，虽然并联输出可以提高变压器输出绕组线圈的导线截面积，提高变压器带载能力。但由于实际变压器的两个相同输出线圈的绕组很难完全一致，更难把控线圈绕组的电感量的一致，会导致并联输出绕组的等效电感量降低，输出电压降低，从而严重影响变压器转换效率。

方案2 的本质是对整流方式的切换，即12 V 输入时进行桥式整流，24 V 输入时进行全波整流。由于使用了由两个相同线圈组合成新的中心带抽头的线圈绕组方式，在全波整流的一个周期电压工作波形过程中，每半个周期只有一个绕组向负载供电，另一个绕组线圈不向负载供电。这种整流方式不会使得输出绕组线圈中产生短路环流，增强了变压器的高效性、稳定性。但是，全波整流方式对输出绕组线圈的利用率不高。

以上两种方案各有优缺点，实际设计与制作中可根据具体情况进行选择。

4 实验验证

根据前述设计方案，使用推挽式拓扑的功率转换［15］，设计目标为1 000 Watt 输出，升压电路如图12 所示。

图12 推挽式升压电路图

开关管使用了两组型号为RU190N08 （ID=190 A，VDSS=80 V，RDS（ON）=3.9 mohm，N沟道型）的MOS管作为主功率开关管，该型号的MOS 管带载能力强，峰值电流达到了190 A，峰值电压达到了80 V。且两组MOS 管分别并联驱动，达到扩大驱动电流的目的。

变压器部分使用了一个PC40 材质（初始磁导率为相对磁导率的2 300 倍左右的铁氧体材质，即μ≈2300·μ0）的卧式EE55 高频变压器［16］。变压器的输入绕组为两组（图12 中的每四小组线圈并联充当主输入的其中一组）绕向相反的多股漆包线铜线圈，每组2 匝，并引出了中心轴头作为公共接地点；而输出绕组分为两组高压绕组（图12 中使用了四个端口分别标出），每组32 匝，且变压器的PWM 驱动频率为f=28 k Hz。

此模块应用到了一款5 000 Watt 逆变电源中，如图13 所示。基本参数为：输入12 V 或24 V 直流电压，输出220 V/50 Hz 的正弦交流电，运行正常。

图13 DC-DC 升压电源各模块及整体实物图

5 结论

采用纯硬件电路设计方案，响应快，可靠性高，在长期运行期间不存在软件程序运行中的“死机”问题。针对双输入状态，设计了双路复合型窗口电压比较器电路，实现了电位逻辑保护；改进了传统推挽式升压高频变压器的绕组结构，并设计了与之相匹配的恒压切换电路；针对输出恒压切换方式，提出了串联/并联、桥式/全波两种不同的解决方案。这些关键技术的设计方案可以为实际的工程应用提供借鉴作用。

以上设计方案应用到实际的逆变电源中，在不同输入电压下（12 V 和24 V）进行严格的测试，通过了大功率负载时的瞬态响应测试，双输入功能降低了对输入电源的严格要求，具有实用性。