一种抑制Vienna整流器启动过流控制方法

肖蕙蕙，王 毅，郭 强，杜文睿

(重庆理工大学 a.电气与电子工程学院；b.重庆市能源互联网工程技术研究中心， 重庆 400054)

当前，三相整流器研究日趋成熟，在大多数应用场合中，整流器的输入电流总谐波畸变率(total harmonic distortion，THD)要求小于5%，且以单位功率因数运行[1-4]。三相三电平Vienna整流器是能够满足这些条件且性能优越的拓扑之一，具有功率密度高、功率开关应力小、效率高等优点，受到学者和科研机构的关注，在大功率应用领域中有替代传统整流器的趋势[5-9]。

电压、电流双闭环控制策略常用于三相整流器，其优点在于控制方法简单，且易于数字化实现。但其控制理论在使电压快速跟随电流过程中并未考虑输出电压信号大小，即对暂态过程的控制并不理想。因此，控制器在启动阶段常处于饱和状态，使得整流器由不控整流到PWM整流切换时会产生极大的过电流。针对启动阶段过电流的问题，广大学者提出了很多软启动控制方法，其方向主要集中在输出问题，通常采用逐步提高输出电压来实现。文献[11-12]分别在整流器侧与负载侧串联限流电阻降低冲击电流，电压分三段启动，直到输出电压上升到设定值再切除电阻，接入负载。电阻器常串联安装以限制冲击电流，然后在启动结束时用开关将电阻器旁路以提高电路效率，但增加电阻器会导致较大的功率损耗，且会延长电容器的充电时间，从而降低系统效率。文献[13-15]采用高通滤波器滤波后的冲击电流对电流内环的参考值进行补偿，对冲击电流的抑制可通过电流反馈系数来调节。反馈系数越大，抑制效果越好。然而，谐波电流和冲击电流同时反馈将引起网侧电流的总谐波畸变率(THD)变大。文献[16]将启动产生的冲击电流强制换流到其他桥臂上，关闭相应的功率半导体器件，其最大特点是需要快速可靠的检测作为支撑，系统的采样延迟或者运行延时都会导致功率半导体器件来不及关断，从而引起启动电流的迅速增加，降低了冲击电流的抑制效果。

在以往的设计中，还提出一种基于产生不同类型的斜坡电压的软起动方法，利用预设的升压曲线来代替启动阶段的参考电压。文献[17]中，为使输出电压超调最小，减小冲击电流，提出了一种基于时钟的软起动电路，使得输出电压和电感电流平稳增加，没有任何震荡和超调。文献[18]同样得出了这种结果，通过产生片上非线性钳位软起动电压以减少过电流。文献[19]在启动过程中令电压外环控制器失效，使得电流参考值按一定的梯度上升，然后在直流侧电压达到其目标电压的90%左右时再启用电压外环控制器。文献[20]中，启动过程电压参考值按平方线性增加到设定值。文献[21]对文献[20]进行了改进，把启动分为3个阶段。在启动和结束阶段，参考电压随平滑抛物线而增大，中间阶段随线性斜率增大。由以上控制方法可知，整流器的软起动控制主要是影响d轴参考电流，在启动阶段降低直流母线电压给定值和反馈值之间的差值，避免引起控制器饱和而出现过电压以及过电流。

采用常规LCL滤波Vienna整流器数学模型，对冲击电流的形成建模，利用分段思想，提出一种两段式启动控制策略。第1阶段：利用三相半控整流桥对直流母线电容进行预充电，待直流侧电压上升至整流桥稳定值时再切换至不可控整流；第2阶段：利用整流桥继续对母线电容充电，并通过设置d轴参考电流曲线来有效抑制此阶段产生过电流，从而实现Vienna整流器的软起动。

1 Vienna整流器的建模与控制

LCL滤波Vienna整流器主电路拓扑如图1所示。其主要由三相电源、交流测滤波电路、三相半控整流桥、双向功率开关管、直流侧滤波电容及负载电阻等元件组成。

图1 LCL滤波Vienna整流器主电路拓扑

图1中：VT1～VT6为三相半控整流桥；Sij(i=a,b,c,j=1,2)为可控开关器件；ea、eb、ec为网侧电压；ia、ib、ic为网侧电流；L1、C0、R0和L2分别为网侧电感、滤波电容、阻尼电阻和整流器侧电感；R为线路等效电阻；C1和C2为直流母线电容且大小相等，RL为阻性负载，Vdc为直流母线电压，iRL为负载电流，S为负载开关。

根据基尔霍夫电压定律与电流定律可知整流器在三相静止坐标系下的数学模型中，其控制变量为交流时变量，使得PI控制器不能实现无静差跟踪。数学模型如式(1)所示。

(1)

式中：Vao、Vbo、Vco为整流器侧到直流侧中点O的电压；Si(i=a,b,c)为三相开关函数，可分解为Sij(i=a,b,c；j=p,o,n)，开关导通时用1表示，关断时用0表示。

可以看出，使用交流时变量来设置控制器将使得问题复杂化。通过Park变换对其进行坐标变换，可将其控制模型转换为dq坐标系下的直流量。如式(2)所示。

(2)

式中：Sd=Sdp-Sdn、Sq=Sqp-Sqn分别是三相开关函数在旋转坐标系下的d、q轴分量；eq、ed为输入电网电压的d、q轴分量；id、iq为输入电流的d、q轴分量。

由式(2)可知，在旋转坐标系下，直轴和交轴中存在耦合量，须引入电流前馈解耦控制。基于LCL滤波Vienna整流器软起动控制系统如图2所示。

图2 三相六开关Vienna整流器控制系统框图

整个控制系统由3部分组成：预充电电路控制部分、双闭环解耦控制部分和电压控制部分。其中，预充电部分通过三相半控整流桥电路对直流母线充电，解耦控制将电压外环设定值与直流电压采样的差值输入PI控制器中作为d轴电流的指令值，再经电流控制器送入内环，即可实现电流对电压的无静差跟踪。此时，令q轴电流为0即可实现整流器单位功率因数运行。但传统的双闭环SVPWM控制电流谐波含量较大，须添加LCL滤波器进行滤波，以改善电流波形。

2 冲击电流成因分析

整流器采用双闭环控制策略，分别为电压外环和电流内环。启动后，电压控制器立即投入使用，但其外环设计并没有以快速性作为指标，响应速度低于内环的响应。电流控制器接收外环指令值时，指令电压与实际电压的差值较大，且电压不能突变，导致电压环输出在很长一段时间内皆处于饱和状态。若忽略采样延时可得内环电流的参考值为：

(3)

式中：kvp、kvi分别为电压控制器的比例和积分控制系数；id为电流参考值；Vdref为电压参考值；Vdc为直流电压。

可以看出：当参考电压与采样电压差值较大时，电压外环控制器一直处于饱和状态，直到控制器退出饱和。由双闭环解耦控制规律可得解耦后的控制方程为：

(4)

将idref视为常数，则可解得id、iq为：

(5)

式中：c1、c2为常数，与电流参考值idref有关；R为等效电阻，α=kpi+kii/s。

可以看出：三相Vienna整流器启动过程存在由不可控整流向PWM整流器转换过程，期间电压给定值Vdref与反馈值存在较大偏差，经过式(3)产生一个较大的直轴电流给定值idref，从而在启动阶段形成冲击电流。在带负载启动时，冲击电流将变得更大。由式(5)可知：输入电流的有功分量和无功分量与直轴电流给定值、等效电阻、滤波电感以及PI控制参数有关，且电压控制器参数越大，输出幅值越大；电流控制器参数越大，其电流上升值越小。

3 冲击电流抑制方法

由分析可知，产生冲击电流的原因是电压外环电压控制器饱和，产生了较大的直轴电流给定值。因此，抑制冲击电流可以从2个方面考虑：一是降低电压给定量，从而减小给定值和直流电压采样值的瞬时变化率；二是直接限制外环输出值，达到控制d轴电流、抑制冲击电流的目的。综合以上思路，提出一种两段式启动控制策略。

第1阶段：利用三相半控整流桥对直流侧电容进行充电。此阶段功率开关管并无驱动电流，无PWM输出；当晶闸管触发角为180°时，晶闸管可完全导通。相比于三相全控整流桥，三相半控整流桥中下半桥臂二极管可看作是导通角为180°的晶闸管。当电网电压为ea>0>eb>ec时，图2为三相半控整流桥预充电示意图。可以看出，ea为正时，电流以a相为起点，经过晶闸管VT1，对电容C1、C2充电，再经过二极管VD4、VD6回流至b、c两相。该阶段充电结束后，直流电压为三相半控整流桥导通角大于30°时的峰值电压，值为539 V，此时直流侧电容电压并未达到期望值700 V，需继续进行充电。

图3中导通规律与二极管整流区别在于a相晶闸管导通角。导通角由0增至180°期间，三相半控整流桥下半桥臂二极管处于自然开通关断，使得可通过控制导通角来控制预充电时间。由于三相半控整流桥本身的限制，其充电电压并不能达到期望值电压700 V。由前面分析可知：冲击电流产生的根本原因是d轴电流过大，其中影响d轴电流的因数中，等效电阻、电压外环给定值、输入滤波电感参数由系统设计参数给定，一般不允许更改。因此，控制电流给定值可抑制冲击电流。

图3 晶闸管预充电原理图

(6)

(7)

其中：L1、L2分别为斜坡函数和分段抛物线函数，皆能保证任意时刻的连续性；ts为id′到iref的时间，且为PWM整流过程的启动时间。式(6)(7)分别为L1、L2的函数表达式。

2种函数曲线均可作为电流上升曲线，但对直流侧电压的影响各不相同，需分析其特性。由图4可知：2种曲线上升的主要区别在于其斜率不同。斜率示意图如图5所示，L1为斜坡函数，斜率为定值，值易求，为iref/ts。由抛物线性质可知：其斜率在区间(0,ts/2]、(ts/2,ts]分别线性递增和递减，在ts/2处斜率最大。由于控制器参考电流一直处于稳态参考电流之下，网侧电流不会出现超调，但受硬件充电速度的限制，斜率太大，电压上升斜率不会出现明显变化。相比于L1，L2在启动结束瞬间的斜率值变化率几乎为0，可得到几乎不变的稳态电流值，便于直流侧电压到达设定值时切换负载。

图4 2种给定函数曲线

图5 2种给定函数的斜率曲线

由于2种曲线皆存在不足之处，可采用分段函数的方法合成幅值上升曲线，如图6所示。

图6 曲线L3

曲线L3为分段函数，由l5、l6组成。l5为线性函数，l6为抛物线函数，为实现电流平稳变化，可在A点处切换斜率，使得电流能平稳到达稳态值。设切换点时间为t1。根据抛物线函数解析式可得，令l6表达式为：

l6=-k(t-ts)2+iref

(8)

由于t1与ts近似相等，故l5的斜率为：

(9)

因A点在曲线l6上，结合式(8)(9)可解得：

1.4 统计学方法 采用GraphPad Prism version 6.0软件进行数据分析，计量资料服从正态分布以均数±标准差表示，多组间比较采用单因素方差分析，组间两两比较采用LSD-t法，P<0.05为差异有统计学意义。

(10)

可得l6表达式为：

(11)

由图6可知，为得到平缓变化的电流值，减少直流侧电压的超调。经综合考虑，t1可在[3ts/4，ts]区间内取值。如在3ts/4处切换时，其函数表达式为：

(12)

为使电流尽快达到稳态，电流初值可设为稳态条件下的有效值，其计算方法见式(13)。

(13)

式中：P为输出有功功率；U为相电压有效值；cosα为功率因数，整流器以单位功率因数运行，其值取1。

将上述曲线与初值交轴电流叠加，可得到第2阶段直轴电流在旋转坐标系下的上升曲线L，如图7所示。

图7 d轴参考电流给定曲线

在PWM整流过程中，电压外环输出值将随着电压的上升退出饱和，直到电压到达期望值时切换输出稳态值，从而达到抑制启动冲击电流的目的。曲线L的表达式为：

(14)

式中tpre为半控整流桥的预充电时间。

4 仿真与实验结果

4.1 仿真验证

为验证所提出抑制冲击电流理论的正确性，采用Matlab/Simulink仿真平台搭建系统仿真模型。三相网侧电压输入平衡，整流器仿真参数见表1。

表1 整流器仿真参数

为对比分析所提出的基于d轴电流软起动控制策略的有效性，三相Vienna整流器未采用软启动控制策略时，即传统双闭环SVPWM控制策略，直流侧电压参考信号采用阶跃给定，与设定值做差送入电压外环控制器，其输出作为内环电流d轴给定值，整流桥使用二极管不控整流。以a相为例，其直流侧电压、网侧电压、电流仿真波形如图8所示。

图8 未采用软起动控制下额定负载运行波形

由图8可知：在额定负载运行时，交流侧电流可在很短时间进入稳态，系统以单位功率因数运行。整流器功率因数约为0.997；图7(b)为直流母线电压稳定到700 V时波形，其纹波0.1 V左右，满足设计要求；网侧电流畸变率(THD)为2.23%，满足GB/T1459—1993《电能质量公用电网标准》标准。

可以看出，整流器交流侧电流与直流母线电压均出现较大超调，其电流超调量可达稳态电流20倍左右，电压超调100 V以上，严重影响系统的稳定性。

采用所提出的软起动控制策略时，整流器仿真参数与未采用软起动控制时一样，直流母线电压和三相网侧电流波形如图9所示。第1阶段采用三相半控整流桥对直流母线电压进行充电，为避免整流器在启动阶段由于锁相环不精确导致三相半控整流向不控整流切换，从而产生过大的冲击电流，故预充电开始时间设置为0.1 s。

图9 Vienna整流器两段式启动直流母线电压、网侧电流波形(tpre=0.2 s，ts=0.03 s)

由图9可知：在0.1 s之前晶闸管VT1、VT3、VT5虽未导通，但仍由部分漏电流产生，其值较小。即第1阶段为：t0～t1(t0=0.1 s，t1=0.3 s)，晶闸管预充电时间tpre设定为0.2 s；第2阶段为：t1～t2(t1=0.3 s，t2=0.33 s)，切换至PWM整流时间ts设定为0.03 s，在0.33 s时刻切换电压外环idref。为避免同时切换带来网侧电流波形震荡，负载在0.33 s后切入运行。如图9(a)所示，直流母线电压平稳增加，负载切入无明显震荡，最终在t2时刻稳定到电压700 V。

如图9(b)所示，启动冲击电流在第1阶段仍具有较大超调，冲击电流在第2阶段立刻进入稳态后电流峰值下降。可见控制d轴电流参考值可间接控制交流侧电流峰值，由于此时电压未上升到期望值，电流需继续对母线电容进行充电，待直流母线电压到达期望值时，切入电压外环idref进入稳态运行。可见，启动电流峰值仍大于稳态电流值，需加大晶闸管预充电时间。第1阶段不同启动时间所对应的电流峰值如图10所示。随着横坐标时间的增加，网侧电流峰值逐渐减小，启动冲击电流的抑制效果越明显；但峰值电流的下降并不是线性变化，其下降斜率逐渐降低，时间加大到0.8 s过后，电流峰值几乎不再改变。且由于第1阶段启动时间的延长，系统到达稳态时间将进一步延长，降低了系统的性能，故在选取预充电时间时需综合考虑。

图10 第1阶段启动时间的电流峰值曲线

由图10可知，增加晶闸管电路预充电时间可显著降低第1阶段的冲击电流峰值，故将预充电时间tpre设定为0.6 s，第2阶段参数不变，在0.73 s时刻切换电压外环idref，负载在0.73 s后切入直流侧运行。此时，直流母线电压、网侧电流波形如图11所示。即第1阶段为：t0～t1(t0=0.1 s，t1=0.7 s)，晶闸管预充电时间tpre设定为0.6 s；第2阶段为：t1～t2(t1=0.7 s，t2=0.73 s)。直流母线电压仍能平稳上升至期望值，整个电压上升过程无超调。可以看出：第1阶段冲击电流峰值小于稳态电流峰值，其值为20 A，小于稳态电流峰值22 A。可见，适当延长预充电时间能有效抑制启动冲击电流。

图11 Vienna整流器两段式启动直流母线电压、网侧电流波形(tpre=0.6 s，ts=0.03 s)

4.2 实验结果

为了进一步验证所提两段式软起动理论分析的正确性，搭建了10 kW的样机进行验证。系统主要包含Vienna整流器主电路、IGBT驱动板、TMS320F28335主控芯片、检测电路板、开关电源。其中主电路参数与仿真参数一致，IGBT驱动板由6个驱动模块组成，检测电路主要是各路交、直流电压信号采集单元、交流电流信号调理单元等，开关电源为上述板子提供所需直流电源。实验平台如图12所示。

图12 实验平台实物图

为便于分析电压、电流的变化情况，图13给出了整流器投入运行前后a相电流和直流母线电压波形。可以看出，直流母线电压和网侧电流的上升过程主要经历2个阶段：晶闸管预充电阶段与PWM整流充电阶段，最终稳定到期望值700 V，整流器实现单位功率因数运行，整个过程无超调。此外，由于预充电时间不同，冲击电流的抑制效果也不同，验证了理论分析的正确性。

图13 Vienna整流器直流母线电压和a相电流波形

图14分别给出了晶闸管预充电时间ts为0.3 s和0.7 s时网侧电流波形。由图可见，晶闸管预充电时间延长了0.4 s，第1阶段的冲击电流明显下降，冲击电流幅值为20 A，小于稳态电流峰值；第2阶段网侧电流跟随给定交轴电流上升曲线，电流在启动时刻进入稳态峰值，与理论分析一致。由于电压未达到设定值，交流侧电流峰值下降，待直流侧电压上升到700 V时进入稳态运行。因此，适当增加预充电时间可以抑制冲击电流，直到冲击电流小于稳态电流，表明本文中所提出的抑制Vienna整流器冲击电流的晶闸管软起动方法具有显著效果。

图14 三相网侧电流波形(tpre=0.2 s, tpre=0.6 s)

5 结论

1) 在启动之前，整流器工作在不控整流状态，输出电压低于期望值，使控制器饱和，导致控制系统控制器输出的占空比迅速增加到最大值，形成冲击电流。

2) 利用分段启动思想提出两段式启动控制策略，即将输出电压进行分段控制减小电压上升变化率，对启动冲击电流进行抑制。

3) 仿真与实验结果表明：在所设实验参数条件下，整流器启动阶段冲击电流峰值抑制到20 A左右，直流母线电压无超调，整个启动过程约0.7 s，验证了理论分析的正确性。