基于扰动观测器的VIENNA 整流器负载电流前馈控制∗

罗鑫涛王素娥缑杨科郝鹏飞

(陕西科技大学电气与控制工程学院，陕西 西安 710021)

随着电动汽车市场规模不断扩大，直流充电桩作为电动汽车的充电设备，其需求量也在逐年增长。目前，充电桩一般为两级式结构，由前级整流器与后级DC ｜｜DC 变换器级联而成[1]。前级整流器作为提供稳定直流电压的部分，是充电桩稳定运行的关键一环，因此研究充电桩前级整流器具有重要的工程价值和实际意义[2]。国内外专家学者在整流器拓扑结构上进行了大量研究，由于充电桩对于前级整流器的要求，传统的整流器拓扑结构已经不再适用。

三相三电平VIENNA 整流器可以实现输入单位功率因数[3]，且开关器件数目少，开关管承受电压应力是直流侧母线电压一半，不需要考虑上下桥臂直通和开关管死区设置，因其高效率、高功率密度得到广泛关注[4]。

目前在VIENNA 整流器的各种控制策略中，最常用的控制方案是基于d－q同步旋转坐标系下的电压电流双闭环控制[5]，这种控制策略只有在负载扰动引起电压出现偏差后才开始抗扰过程，使得输出直流电压在负载突变时具有较大波动，从而导致直流侧电压动态调节性能较差[6]，系统的动态特性受影响。因此，当负载突然大量接入或者切除时，对于直流母线电压的稳定，无疑是巨大的挑战。

为了解决上述问题，就需要对传统双闭环控制进行改进。滑模控制器被用于电压外环来提高直流侧电压的响应速度[7]，而文献[8]引入滑模变结构控制来提升抗扰动能力，文献[9]用基于跟踪微分器的自抗扰控制作为对扰动的补偿。通过设计不同形式的控制器，代替原来的控制器，利用这一思路减小扰动对系统的影响。另一种思路是在原有控制结构基础上，将扰动进行前馈控制，消除扰动，扰动观测器(Disturbance Observer，DOB)得以被提出。

负载电流前馈控制是一种常用的提高系统动态响应的方法，已广泛应用于电力电子系统中，如单相PFC、三相PWM 整流器、两级单相逆变器和DC－DC变换器。在文献[10]中，不使用传感器的负载电流前馈控制被应用于以间接电流控制的单相PFC。文献[11]推导了三相PWM 整流器的负载电流前馈项，设计了一个简单的观测器来估计负载电流。

扰动观测器是日本学者Ohishi[12]提出的一种干扰抑制策略。其主要思想是利用控制器的输出、对象模型和对象输出来估计系统受到的扰动并在控制中加以补偿[13]。扰动观测器已经在某些领域得到一定的应用。Shimmyo S 等学者[14]将DOB 应用于多电平逆变器，文献[15]在直流变换器的电流控制器中加入DOB，提高了系统的鲁棒性。在交流伺服系统中用DOB 实现对负载转矩的补偿[12]。基于DOB 优秀的抗扰性能，将扰动观测器引入VIENNA整流器来解决双闭环控制策略存在的响应速度慢、电压波动大的问题。

为提高VIENNNA 整流器的动态性能，本文采用一种基于扰动观测器的负载前馈控制策略。首先，通过控制框图分析了扰动观测器的工作原理。其次，由于该方法的关键在于低通滤波器的设计，因此对低通滤波器进行设计，并分析选择滤波器时间常数。最后，对所提控制策略进行仿真与实验验证。

1 传统电压电流双闭环控制

1.1 VIENNA 整流器拓扑结构及数学模型

三相VIENNA 整流器的拓扑[1]如图1 所示。其中，ea、eb、ec为网侧相电压，L为输入侧电感，R为等效电阻，D1～D6为不可控二极管，C1、C2为直流侧串联等值电容，RL为直流侧负载电阻，Sa、Sb、Sc为双向开关，每个双向开关由两个串联的IGBT 功率器件组成。

图1 三相VIENNA 整流器拓扑

假设交流侧三相电压对称，电感电流连续，由图1 建立VIENNA 整流器在三相静止坐标系中的数学模型，由于三相静止坐标系下的变量为交流量，不便于系统控制，为了方便控制，通过坐标变换转换到d－q坐标系，使变量变为直流量，此时可得在d－q旋转坐标系下的数学模型为

式中:Uc1、Uc2分别是直流侧电容C1、C2上的电压，ed、eq，id、iq分别是交流电压、网侧电流的d轴和q轴分量，Sdp、Sdn、Sqp、Sqn分别是d－q坐标系下的开关函数变量。

1.2 VIENNA 整流器控制策略

三相VIENNA 整流器的控制框图如图2 所示。当发生负载突变时，由于传统的双闭环控制结构响应速度慢，并且直流电压波动较大，为了改善系统的动态性能，引入扰动观测器，通过电压外环的输出前馈增强直流电压外环的负载扰动特性。

图2 VIENNA 整流器控制框图

2 基于扰动观测器的负载前馈控制

2.1 扰动观测器的原理

扰动观测器的结构图[12]如图3 所示。其中，U(s)为扰动观测器的输入，Q(s)为低通滤波器，(s)为系统扰动估计，X(s)为含扰动估计的输入，D(s)为外部扰动，P(s)为系统真实模型，Δ(s)为系统内部扰动，代表标称模型，N(s)为测量噪声，Y(s)代表系统输出。

根据图3，输出Y(s)的表达式[12]为

图3 扰动观测器的结构图

对于式(2)，当Q(s)＝1 时，系统输出Y(s)关于各输入量的传递函数为

式(3)说明，当Q(s)＝1 时，外部扰动得到完全抑制，且被控对象与理想模型一致，但是系统对测量噪声没有任何抑制作用，由于的引入使扰动观测器失去了作用。

当Q(s)＝0 时，系统输出Y(s)关于各输入量的传递函数为

式(4)说明，当Q(s)＝0 时，测量噪声得到完全抑制，此时系统的输入输出特性与不加扰动观测器时一致，但对外部扰动没有任何抑制作用。

由以上分析可知，Q(s)是扰动观测器设计的关键。因此，通过设计Q(s)可以实现对外部扰动和测量噪声的有效抑制。

控制律表达式

系统的输出表达式

由式(7)可以发现，分母中含有Q(s)、和Δ(s)，意味着滤波器、标称模型和系统内部扰动影响系统的稳定性。所以，根据小增益定理，系统的稳定条件为

即系统稳定需要保证系统内部扰动Δ(s)稳定且标称模型稳定。同时，稳定性条件中含有滤波器Q(s)，所以在设计滤波器的时候，要考虑到系统内部扰动对滤波器设计的约束，兼顾系统的稳定性和抗扰性。

2.2 低通滤波器的设计

对于式(9)所示的被控对象，Q(s)可以设计为式(10)所示的形式。

式中:τ是滤波器的时间常数。实现对外部扰动和测量噪声的有效抑制，滤波器时间常数选择至关重要。时间常数τ的大小决定着所能抑制扰动的频率。时间常数取值较小时，对外部扰动的抑制作用强，抑制扰动的频率范围大，但是对测量噪声比较敏感。

为了滤波器能对外部扰动起到良好的抑制作用，又不受到噪声的影响，兼顾滤波效果和系统稳定性，时间常数τ要保证滤波器的截止频率大于外部扰动的频率，同时要小于高频噪声和保证系统稳定的频率，即满足条件[16]

式中:ωb是滤波器的截止频率，ωd是外部扰动的频率，ωz是噪声的频率，ωs是保证控制系统稳定的频率。

2.3 基于扰动观测器的负载电流前馈控制

基于图2 所示的控制系统和图3 所示的DOB结构，将负载电流视为系统扰动，设计基于DOB 的负载前馈控制，如图4 所示。其中，K0(s)为控制器，Gci(s)为电流内环理想模型，C为滤波电容理想模型。为扰动电流，为DOB 观测所得扰动电流估计量。被控对象的理想模型为

图4 基于DOB 的负载前馈控制框图

由于被控对象为二阶系统，根据2.2 节分析，选用低通滤波器形式为

对于图4 所示控制系统，不加DOB 时，结合式(3)，可得输出电压U为

此时整流器的输出电压不仅取决于给定值U∗，还受到负载电流～I的影响，且随着负载变化而波动。

加入DOB 后，输出电压为

根据以上分析可知，上述基于DOB 的负载前馈控制可以有效消除负载引起的外部扰动，并且抑制测量噪声。

2.4 滤波器时间常数设计

滤波器时间常数τ取不同值时，扰动到输出闭环传递函数的伯德图，如图5 所示。可以看出加入扰动观测器后，低频段的幅频增益在减小，而且滤波器时间常数τ越小，幅频增益越小，说明对低频扰动的抑制越强。

图5 扰动到输出传递函数G′z(s)的伯德图

由于扰动观测器的加入，肯定会引入一定的测量噪声。τ取不同值时，传递函数Gn(s)的伯德图如图6 所示。可以看出，随着τ取值的减小，滤波器对噪声变得敏感。为了兼顾对外部扰动和测量噪声的抑制能力，根据上述分析，选择滤波器时间常数τ＝0.2 ms。

图6 测量噪声到输出传递函数Gn(s)的伯德图

测量噪声下的动态响应如图7 所示。设置参考给定为1，测量噪声n(t)＝0.2sin(20πt)，在0.2 s 时加入－0.2 V 的外部扰动。没有扰动观测器且不加测量噪声的动态响应为实线，加入测量噪声但没有扰动观测器的动态响应为点线，加入扰动观测器且滤波器时间常数为0.2 ms 时的动态响应为虚线。从图中可以看出，加入测量噪声后，系统输出波形发生了明显畸变，说明测量噪声会对系统输出产生较大影响。此时，加入扰动观测器，并对滤波器参数进行调试选取，尽量减小测量噪声带来的干扰。从仿真结果可以看出，在有测量噪声的情况下，加入扰动观测器后，动态响应中测量噪声的幅值减小，从而抑制了噪声干扰的影响。同时，在测量噪声的影响下，外部扰动的影响变大，加入扰动观测器后，对外部扰动也起到了抑制作用。

图7 测量噪声下的动态响应

3 仿真验证

为验证本文所提控制策略的可行性和有效性，使用MATLAB/Simulink 仿真工具搭建主电路及控制部分的仿真模型，对所提基于扰动观测器的VIENNA整流器前馈控制进行仿真验证。系统参数如表1 所示，仿真过程如下:整流器首先正常工作进入稳定状态，1 s 时负载突增，1.5 s 时负载突减。

表1 系统参数设置

本文所提控制策略系统稳态运行仿真波形如图8所示。由图8 可以看出，直流输出电压能够稳定在给定电压800 V，输入侧交流电压和交流电流同相位，即可实现单位功率因数运行，验证所提控制策略的可行性。

图8 本文控制策略稳态运行仿真波形

两种控制策略负载切换时的直流输出电压波形如图9 所示。对比两种控制策略的负载切换效果，本文所提控制策略明显更好。采用传统双闭环控制策略，在1 s 时，将负载由200 Ω 变为100 Ω，直流侧电压下降至780 V 左右，幅值有20 V 左右的波动，0.5 s 后电压恢复到给定参考值800 V，在1.5 s 时，将负载由100 Ω 变为200 Ω，直流侧电压跃升至820 V左右，可以看出输出电压受负载变化的影响较大。采用本文所提基于扰动观测器的前馈控制策略后，在同样负载切换过程中，经过0.02 s 电压即可恢复到给定参考值800 V，直流输出电压波动在3 V以内。

图9 两种控制策略下负载切换时的直流输出电压波形

采用本文所提前馈控制策略后，负载切换时直流输出电压的波动幅度由20 V 左右降至3 V 以内，直流输出电压恢复到给定值的时间由0.5 s 缩短至0.02 s。说明本文所提控制策略可以显著抑制负载切换过程中电压的幅值波动，缩短电压波动的恢复时间，系统的动态性能更好。

两种不同控制策略下由半载切到满载后的电流稳态控制效果如图10 和图11 所示。采用传统控制策略时，负载切换后的电流稳态THD 为1.55%。采用本文所提控制策略时，负载切换后的电流稳态THD 为1.42%。比较两种不同控制策略下负载切换后的电流稳态THD，本文所提控制策略的电流稳态THD 更优。

图10 传统控制策略负载切换后的电流稳态控制效果

图11 本文控制策略负载切换后的电流稳态控制效果

4 实验验证

基于三相VIENNA 整流器的仿真模型，搭建了一台基于TMS320F28335 的VIENNA 整流器实验样机，根据以上的理论分析和仿真结果，进行实验验证。

采用传统双闭环控制策略，将负载由100 Ω 切换为200 Ω 再恢复到100 Ω 时系统输入电流和直流侧电压波形如图12 所示。由波形可知直流侧电压经过0.12 s 恢复到给定值，波动为80 V，幅值波动较大，动态调节时间较长。引入DOB 后负载在相同切换状态下输入电流和输出侧电压波形如图13 所示。可知DOB 的引入，使直流侧电压动态调节时间缩短至0.07 s，最大波动减小到50 V 以内，缩短了系统动态调节时间，提高了负载切换时的动态性能，增强了系统抗扰性。

图12 传统控制策略负载切换系统性能波形

图13 本文控制策略负载切换系统性能波形

两种不同控制策略下的电流稳态控制效果如图14和图15 所示。采用传统控制策略时的电流稳态THD 为3.0%。采用本文所提控制策略时电流稳态THD 为2.4%。表明本文所提控制策略电流稳态THD 更优。

图14 传统控制策略电流稳态控制效果

图15 本文控制策略电流稳态控制效果

5 结论

针对VIENNA 整流器传统双闭环控制策略存在负载切换时动态响应慢的问题，本文采用一种基于扰动观测器的控制策略。详细分析了扰动观测器的原理，设计了相应的低通滤波器，搭建基于MATLAB/Simulink 的仿真模型，对该控制策略进行仿真，最后在基于TMS320F28335 的VIENNA 整流器样机进行实验验证，仿真和实验验证了所提出方案的可行性和正确性。仿真分析与实验结果表明，本文提出的负载电流前馈控制策略能够显著提高VIENNA 整流器在负载切换时的动态响应性能，有效抑制负载切换带来的电压波动，使得输出电压快速恢复，提高系统的抗负载扰动能力。