多输出反激式开关电源同步整流技术

陈 卓，王京梅，刘 宇

(电子科技大学 电子科学与工程学院，四川 成都 610054)

随着物联网(Internet of Things，IOT)和5G时代的到来，便携式设备的需求愈加旺盛，这也给电源设备提出了更高的要求。高效率、低电压、大电流、多输出成为了开关电源的新趋势[1-2]。

在开关电源的拓扑结构中，基于Buck-Boost变换器的拓扑结构最具代表性。将Buck-Boost变换器中的电感L转换为隔离式变压器结构[3]，就构成了开关电源中应用最广泛的拓扑，即反激变换器。反激变换器外围设备少、成本低、输入输出电压动态范围大，被广泛应用于中小功率开关电源。反激变换器还可通过增加变压器绕组来实现多路输出，其拓扑结构如图1所示。相较于传统的组合多个DC-DC变换器的方式，采用反激变换器节省了芯片面积[4]，成本更低、体积更小、效率也更高[5]。

图1 多输出反激变换器原理图

对于具有多个输出的反激变换器，通常只有一路输出由反馈控制严格调节。从理论上讲，如果变压器被认为是理想的(漏感和绕组电阻足够低)，并且整流管的压降可被忽略，则反馈控制调节的主输出电压与无反馈控制调节的辅助输出电压之比是稳定的[6]。但是，受到变压器中漏感以及其他寄生参数的影响，辅助输出的变化较大。在多路输出反激变换器中，电路中各种元件的杂散参数使输出电压分配不匹配匝数比，偏离了正常值。偏移量与额定值的比值被定义为电源的交叉调节特性。为了获得良好的交叉调节特性，文献[7]采用增加假负载的方式来改善交叉调整率，假负载越大，交叉调节越好，但随之而来的是更加严重的功率损耗。文献[8～9]分析了互感器电感、绕组电阻、线圈布置及结构对漏电流交叉调节的影响因素。文献[8～9]所采用的方法既不增加成本又保持了多产量的优点，但该方法应用场景单一，主要用于主输出要求严格而辅助输出要求不严格的情况。文献[10]提出了一种加权电压反馈控制方法，其输出电压由每路输出的加权因子来调节。这是一种经济的方法，但它只是将误差进行重新分配，并不能真正消除误差。文献[11～12]采用堆叠绕组结构来降低变压器漏感，从而改善电源交叉调整率，但是该绕组结构的变压器分布电容较大。文献[13]提出了一种无源TDK-Lambda解决方案，通过在绕组匝数相等的线圈同名端并联电容来提高交叉调节特性。

提高多输出开关电源交叉调节能力的方法有很多，各方法的优缺点使其适应了具有相应条件的场合[14]。为了适应高效率、多输出、低压大电流的发展趋势，本文采用同步整流技术，制作了一款多输出反激式开关电源。

1 同步整流及其驱动方式

在低压大电流输出电源中，整流二极管的导通压降会导致较大的整流损耗。在输出电压较低的情况下，二极管整流损耗甚至占总功率损耗的50%以上。为了降低功率损耗，可以用同步整流管(Synchronous Rectifier，SR)替换整流二极管，即采用低导通电阻的MOSFET来降低整流损耗，提高电源效率。同步整流通常被应用于BUCK和BUCK衍生的隔离式拓扑。通常，在BUCK衍生的隔离式拓扑中，正激式、桥式和推挽式变换器可以直接使用变压器的次级电压来驱动SR。然而，由于反激式拓扑工作原理的特殊性，SR的驱动控制较为复杂，一般的自驱方式难以满足使用要求，因此需要采用专门的同步整流控制芯片。目前，常规的控制方法主要有以下3种。

1.1 基于漏源电压

基于漏源电压的控制方法为对同步整流MOSFET的漏源电压VDS进行采样[15-16]，其电路原理如图2所示。通过监控SR的压降来判断电流的方向和大小，进而判断SR处于导通状态还是关断状态。如果同步整流没有驱动信号，并且SR处于关断状态，此时电流流经SR体二极管，SR的漏源电压VDS即为负的体二极管的正向压降值。对此电压采样，然后和一个导通门槛值比较，就可以在体二极管导通后立即开通同步整流。在SR开通后，SR的电压降即为导通电阻RDS(ON)的压降。将SR的导通电阻作为采样电阻，可以获得电流的方向和大小。当电流接近于零时，设定关断的门槛值VTH-OFF，一旦采样到VDS达到关断门槛值，就关断同步整流。该方法中，同步整流MOSFET的控制和二极管工作方式非常同步。但该方法对比较器的要求较高，主要是因为SR的关断门槛值大约为几mV，这就需要比较器不仅能够处理mV级的电压，还需要具有较快的响应速度。

图2 基于漏源电压的SR控制原理

1.2 基于伏秒平衡

伏秒平衡的控制方法是基于伏秒平衡来关断同步整流[17]。以反激变换器的非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)为例，主开关MOSFET导通时，原边电流线性上升，表示正的伏秒；同步整流MOSFET导通时，副边电流线性下降，表示负的伏秒，通过检测正的伏秒、负的伏秒以及电流过零点来及时关断同步整流。这种方法无需对mV级的电压采样，因此对噪音不敏感。尽管如此，这种控制方法也有一些局限性，其难以在CCM模式下应用，伏秒平衡也只能在DCM模式下工作。

图3 基于伏秒平衡的SR控制原理

1.3 自适应控制

自适应控制的方法是将SR体二极管导通时间进行最小化自适应控制[18]，其原理为：当检测到SR体二极管导通后，经过短时间延时再去开通SR，并在SR关断前，用较小的门槛电压去关断。通过提前开通和延时关断，将SR体二极管的导通时间逐渐减小。经过几个周期的调整，体二极管的导通时间将达到最小化，同步整流可以达到最优化。尽管这种方式可以最小化导通损耗，但它需要复杂的控制和精密的调节，且必须对动态做特殊处理。当同步整流的导通时间随着周期变化较大时，还须避免原边开关管和副边SR同时导通。

虽然基于伏秒平衡和自适应控制的方法能获得更低的整流损耗，但在实际应用中会受到一系列限制，因此目前应用最广的仍是基于漏源电压的SR控制方法。

2 多输出反激同步整流电路设计

本文制作了一款42 W三路输出反激式开关电源，其基本参数如下：输入电压为18～36 V(典型值24 V)；开关频率400 kHz；第1路输出3.3 V/4.5 A(15 W)，第2路输出5 V/3 A(15 W)，第3路输出12 V/1 A(12 W)；主控芯片为TI公司的PWM控制器LM5022；功率MOSFET采用英飞凌公司的OPTI MOS，该系列MOSFET具有结构小巧、RDS极低以及高效率的特点。主开关MOSFET及同步整流MOSFET的具体型号参数如表1所示。

表1 MOSFET型号及参数

2.1 同步整流驱动电路设计

在反激变换器中，当主开关MOSFET导通时，SR需处于截止状态，同步整流驱动电路应输出低电平。当主开关MOSFET关断时，SR需切换为导通状态，同步整流驱动电路应输出高电平。为了准确控制同步整流MOSFET的开通与关断，本文采用TI公司的同步整流驱动芯片UCC24610，通过检测SR的漏源电压VDS来产生驱动信号。UCC24610芯片驱动能力强、供电电压低，适用于多输出低压大电流的场合。

本电路同步整流线路原理图如图4所示，UCC24610芯片的VS(7脚)和VD(8脚)分别检测SR的源极电压和漏极电压，从而对SR的漏源电压VDS进行采样。当VDS超过-150 mV时，芯片GATE(5脚)输出高电平，驱动SR管导通；当VDS减小至-5 mV或触发SYNC输入以进行CCM操作时，芯片均输出低电平，SR关断。同时，TON(3脚)和EN/TOFF(2脚)可分别编程最小导通时间和截止时间，这有助于避免由于开关电压振铃和噪声造成的错误导通与关断。为了减少轻载开关损耗，当检测到的VDS实际导通时间小于设置的最小导通时间时，自动轻载模式将禁用GATE脉冲。当开关电源负载增加，使得VDS导通时间超过设置的最小导通时间时，控制器将恢复正常的SR驱动操作。

图4 同步整流线路图

由于样机开关频率为400 kHz，一个开关周期为2.5 μs。为避免同步整流错误的导通，本文将最小导通时间设置为1.125 μs。为及时关断同步整流MOSFET，避免主开关管与SR同时导通，本文将截止时间设置为0。

2.2 反馈控制电路设计

由于本文样机为三输出开关电源，为了使每路输出都得到良好的控制，本文采用了加权电压反馈控制的方法。根据设计要求，3.3 V路输出精度要求较高，因此将3.3 V路加权权重设置为40%，将5 V路和12 V路的加权权重设置为30%。反馈控制线路采用TL431+光耦PC817，线路图如图5所示。参考电压Vref=2.5 V，采样电阻R0取1 kΩ，加权权重分别为k1、k2和k3，其中

图5 反馈控制线路图

(1)

(2)

则

(3)

同理

(4)

(5)

计算可得分压电阻R1、R2、R3分别为800 Ω、3.3 kΩ和12.6 kΩ。

当电源输出电压变化时，采样电压V0若低于TL431内部基准电压(2.5 V)，则TL431阴极电压增大，光耦PC817的发光二极管两端电压降低，内部光线强度减弱，最终导致光耦输出电压减小。此电压被送往主控芯片误差放大器反相输入端，主控芯片LM5022检测到电压减小，将增大输出PWM的占空比，从而提高电源输出电压。相反地，采样电压V0若增大，主控芯片输出的PWM占空比将减小，电源输出电压将降低。此反馈控制可保证输出电压得到稳定地调节。

3 实验结果

对制作好的电源样机进行测试。本文使用示波器采集到如图6所示的主开关MOSFET与同步整流MOSFET驱动波形图。由图6可以看出，两驱动波形正好互补。在主开关MOSFET导通时，同步整流MOSFET能及时关断，避免了两MOSFET的同时导通。在主开关MOSFET关断时，SR也能及时导通，避免了SR体二极管的长时间导通，减少了整流损耗，提高了同步整流的效率。综上，样机同步整流功能运行良好。

图6 主开关MOSFET与同步整流MOSFET驱动波形图

将本文样机与采用二极管整流方式的样机进行满载测试，两样机输入电压均为24 V，输入电流与各路实际输出电压如表2所示。满载时各路负载分别为3.3 V∶0.73 Ω；5 V∶1.67 Ω；12 V∶12 Ω。由表2可以看出，二极管整流样机3.3 V和12 V输出电压偏移额定值较大，分别达到0.2 V和1.4 V。采用同步整流技术后，3.3 V输出电压偏移量降低为0.007 V，12 V输出电压偏移量降低为0.08 V，降低了输出电压的偏移率，提高了电压精度。

表2 样机满载测试结果

对于电源转换效率，有计算可得，满载时，本文样机与采用二极管整流方式样机的效率分别为82.7%、75.1%，前者相比后者满载效率提高了7.6%。

(6)

在不同负载情况下，对两样机各输出路的实际输出电压值进行测量，并绘制出如图7所示的两种整流方式下各路的实际输出电压情况。图7(a)为3.3 V路半载时，该路随5 V路与12 V路从半载到满载变化下的实际输出电压情况。图7(b)为5 V路半载时，该路随其他两路从半载到满载变化的实际输出电压情况。图7(c)为12 V路半载时，该路随其他两路从半载到满载变化的实际输出电压情况。

(a)

从图中可以看出，二极管整流样机3.3 V路实际输出电压向下偏离额定值，其12 V路实际输出电压向上偏离额定值。同步整流样机各路实际输出电压与额定值偏离量较小。根据交叉调整率的定义可知，当某一输出路在其他路负载变化时，其输出电压也会产生变化，其变化量ΔV与该路输出电压额定值Ve的比值被称为交叉调整率。本文用λ来表示交叉调整率，如式(7)所示。

(7)

计算两样机原始测试数据，可得各输出路交叉调整率，如表3所示。

表3 不同整流方式样机交叉调整率

由表3可知，同步整流样机各输出路交叉调整率均比二极管整流样机低，整机交叉调整率降低了4.4%。

综上可知，相对于二极管整流样机，同步整流样机不仅在电源转换效率上有较大提升，且其对电压精度与多路输出交叉调整率也有一定的改善效果。得益于SR极小的管压降，同步整流样机的输出电压与变压器匝比的匹配效果较好，实际输出电压与额定值的偏移较小，交叉调节特性良好。

4 结束语

本文对多输出反激式开关电源同步整流技术进行了研究，制作出一款三输出同步整流样机，并将其与二极管整流样机进行了对比测试。实验结果表明，同步整流技术不仅提升了电源的转换效率，对多输出交叉调节特性也能有效改善。由于本文在多输出设计时增加了假负载，给转换效率带来了一定的负面影响，因此今后仍需进一步探究更优的转换效率方案。