具有过温保护功能的高精度带隙基准源设计

何诗阳， 马 奎,2,3， 杨发顺,2,3

(1 贵州大学 大数据与信息工程学院， 贵阳 550025； 2 半导体功率器件可靠性教育部工程研究中心， 贵阳 550025；3 贵州省微纳电子与软件技术重点实验室， 贵阳 550025)

0 引 言

基准源是模拟电路设计中不可或缺的部分。高精度的电压和电流基准被大量的运用在模拟电路中，为系统其它模块提供直流参考，对电路性能(如运算放大器的电压增益和噪声)，都有显著的影响[1]。为使其电路不受到电源电压、温度、工艺参数等因素的影响，要求基准源能够在较宽的温度范围内正常工作，并保证输出保持比较小的波动[2]。同时，由于集成电路技术的飞速发展，集成系统的规模越来越大，功能越来越多，同时也带来了功耗和发热问题。为了避免温度过高损坏芯片，需要对芯片进行温度保护[3]，而带有过温保护的高精度带隙基准源能够很好的解决这些问题。

针对上述问题，本文设计了一款高精度带隙基准电压源。通过共源共栅电流镜结构和电源滤波电容，提高了电源电压抑制比；通过设计高增益的运放和修调电阻，提高了输出基准电压的精度。此外，设计了V-I转换缓冲电路和零温度系数电阻来产生基准电流，并通过基准电流流过电阻产生的基准电压与三极管基极-发射极电压VBE的负温度特性，设计了带有迟滞区间的过温保护电路。

1 电路整体结构设计

本文所设计的带有过温保护的带隙基准源结构框架如图1所示，主要包含启动电路、带隙基准、V-I转换、过温保护电路等4个模块。

图1 系统的结构框图

带隙基准电压源根据三级管基极-发射极电压VBE具有负温度系数，而处于不同电流密度下两个三极管基极-发射极电压差△VBE具有正温度系数，从而产生一个与温度无关的零温度系数基准电压。由于采用自偏置结构，系统可以平衡在简并偏置点，即系统有零状态和正常状态工作两个稳态，所以加入启动电路，防止系统平衡在零电流点。当电路启动后，启动电路关断[4]。基准电压经过V-I转换缓冲电路，产生基准电流[5]，基准电流流过过温保护模块的电阻，得到过温保护所需的基准电压，再根据三级管基极-发射极电压VBE具有负温度系数的特性，设计了带有滞回区间的过温保护电路。当温度过高时，输出过温保护信号；温度恢复正常后，芯片正常工作。

1.1 带隙基准电路

1.1.1 带隙基准电路原理

传统带隙基准的结构如图2所示。

图2 传统带隙基准电路

1.1.1.1 负温度系数电压VBE

三极管IC与VBE之间的关系如下：

IC=ISexp (VBE/VT)

(1)

其中，IS为饱和电流：

IS=bT4+mexp(-Eg/kT)

(2)

热电压VT为

VT=Kt/q

(3)

式中：k为玻尔兹曼常数，b为一个常数，m约等于-3/2，Eg为带隙能量值。

式(1)两端同时对T求导可得：

(4)

由式(4)可以看出，当温度T不变时，VBE的温度系数与其自身大小有关，而且与分母项的温度有关。所以即使正温度系数项与温度无关，带隙基准电压也只能在一个温度点上获得零温度系数。通常将零温度系数点设在芯片正常工作时的40 ℃左右。

1.1.1.2 正温度系数电压△VBE

如果两个三级管的饱和电流IS相同，但偏置电流不同的话，则其基极-发射极电压差△VBE即为正温度系数：

(5)

将其带入式(3)，两边同时对温度求导：

(6)

可以看出，正温度系数与温度本身以及集电极电流都无关。

将正负温度系数电压按一定比例相加，可得零温度系数基准电压Vref：

Vref=VBE+β△VBE=VBE+KVT

(7)

其中：

K=β(lnn)≈17.2

(8)

传统带隙基准电路结构如图2所示，其中R1=R2，利用运放输入端的虚短特性，可使VA等于VB，又因为R1/R2两端电压相等，所以支路A与支路B的电流相等，那么：

VBE1=R3I+VBE2

(9)

即：

R3I=VBE1-VBE2=VTlnn

(10)

所以：

(11)

可得：

(12)

1.1.2 带隙基准的设计实现

本文的带隙基准电路利用传统带隙基准电路的结构[6]，采用共源共栅电流镜，减小了电流镜之间的失配，并在电流镜与电源之间添加了滤波电容，滤除了电源的小信号噪声，从而提高了电源电压抑制比[7]；采用二级运放，提高了基准电压的精度，并且由于运放是自偏置的，所以加入了启动电路保证系统能够正常工作；在基准电压的输出端加入了metal-fuse电阻，使其在工艺偏差造成基准输出有误差时进行修调，调整输出基准电压。共源共栅结构的电路结构和小信号模型如图3所示。

图3 共源共栅结构的小信号模型

基准模块电路如图4所示。其中，P12、P13、P14、P15和N3、N4管构成启动电路，上电时让系统摆脱零状态。当VDD开始上电时，N4首先导通，拉低其漏端的电压，使其P14、P15管先后导通；N1和N7的栅极电位上升直至导通，N7漏端电位被拉低，P3、P5、P7、P94个共源管被打开，稳定后其栅极由N7漏端电压偏置；N1漏端电位被拉低，P1、P2、P6、P8、P10导通，偏置电流产生。偏置电流经过N2、N3、P12、P13管的镜像复制后流过N4管。由于N4管为长比宽大很多的倒比管，其导通电阻很大，所以流过N4其漏端电位开始快速上升，直至P14管进入截止，启动电路被关闭，并且系统正常工作。

为保证运放的钳位效果，运放的增益应足够大，本文采用两级运放和共源共栅电流镜的设计以提高增益。第一级运放由P5、P6、P16、P17、N5、N6构成。其中，P5、P6为尾电流源；P16、P17为差分输入管；N5、N6为电流镜做负载，使双端输入变为单端输出。N7、P7、P8构成第二级共源放大级。其中，N7为共源放大管；P7、P8为共源共栅结构的恒流源做负载，提供大的输出阻抗以提高增益和增加电源电压抑制比。

如图3所示：由于vgs2=-v1且vgs1=0，在输出节点对电流求和：

iout+gm2v1+gbs2v1=gds2(vout-v1)

(13)

又因v1=ioutrds1，则可求出输出小信号电阻：

(14)

其中，η2=gmbs2/gm2。

由于gm2rds2>>1，所以式(14)可化简为

rout≈(gm2rds2)rds1

(15)

可以看出，共源共栅电流镜的小信号输出电阻rO增加到了M1的gm2rds2倍。

第二级共源放大级的增益为

Av=-gmrO

(16)

因此，共源共栅结构使增益提高了gm2rds2倍[8]，运放的钳位效果更佳，使其基准有更高的精度。同时，共源共栅结构可以使电流镜的失配减小gm2rds2倍，加之P4、P11两个MOS电容滤除掉电源纹波的干扰，大大提高了电路的电源电压抑制比。

如图4所示，依据上文所述的传统带隙基准原理，运放的钳位作用使得VA=VB，所以：

VBE1=VBE2+R3I

(17)

图4 带隙基准的电路结构

R3I=VBE1-VBE2=VTlnn

(18)

流过R3支路的电流为

(19)

基准电压为

(20)

调整R2与R3的比值大小，即可得到与温度无关的基准电压。

电阻R4、R5、R6、R7、R8、R15为修调电阻。其中，R6、R8、R15为阻值很小的金属熔丝电阻，R4、R5、R7相当于被短路，当工艺出现偏差导致基准电压有误差时，可通过大电流烧断熔丝电阻[9]，使电流流过与其并联的电阻，使基准电压提高，R4、R5、R7为提前设计好的修调精度，用以保证得到精确的基准电压。

1.2 V-I转换与过温保护电路

V-I转换原理如图5所示。基准电压产生以后，由于基准模块运放的高增益，若直接在输出端并联一个电阻来得到基准电流，其带负载能力较弱，且并联在运放输出端的电阻会分走一部分电流，导致运放的输出电阻和增益下降，使得运放虚短的电压偏差更大，从而影响到基准电压的精度。针对基准模块运放带负载能力不足的问题，可在其输出端再接入一个缓冲运放。因为运放具有输入端虚断的特性，其输入电流为0，等效的输入阻抗为无穷大，不会对上一级运放的输出造成影响，然后在第二级运放的输出端接上MOS管和电阻，即可得到基准电流。

图5 V-I转换原理图

V-I转换与过温保护的电路如图6所示。V-I转换和过温保护模块的电路依靠VBG与VDD实现自偏置，VBG产生之后，N9管开启，流过R9的电流为

(21)

随后，P18导通，取其漏端电压作为P20、P21和共源共栅电流镜共栅管的偏置，调整R9的阻值即可给其合适的偏置电位。

图6 V-I转换与过温保护电路

图6中，由N16、N17、P20、P21、P22、P23、N10构成缓冲运放；C3、R11为密勒补偿电容和调零电阻，用以改善闭环负反馈系统的相位裕度。由于运放的虚短特性，使得VC=VBG，因此基准电流为

(22)

R12=K1R++K2R-

(23)

式(23)中，VBG是与温度无关的基准电压，但电阻R12的阻值却是有温度系数的值。为了降低温度对基准电流的影响，R12应为一个具有负温度系数的电阻R-与一个具有正温度系数的电阻R+按一定比例的串联，以得到一个零温度系数的电阻R12。其原理与得到零温度系数的电压相同，在此不再赘述。

由P26、P28、P30组成的共源共栅电流镜即可镜像基准电流到其支路做偏置。

过温保护功能基于三极管基极-发射极电压VBE的负温度系数来实现。常温时，OTP输出为低电平0，VBN11为高电平1。当N11开启时R14被短路，基准电流IREF流过R13产生与温度无关的基准电压为

VR13=IREF*R13

(24)

常温时，VR13小于三极管的开启电压为

VON,BE=Vg0+KNT

(25)

其中，Vg0为0°时的带隙电压，KN为VBE的负温度系数。

所以三极管Q3截止，施密特触发器的输入端为高电平，输出端OTP为低电平。在过温保护的临界温度TH时VON,BE=VR13，即：

IREF·R13=Vg0+KNTH

(26)

(27)

将施密特触发器视为单输入输出且带有滞回区间的比较器，可以防止在翻转阈值点附近发生振荡。随着温度的上升，导通电压VON、BE慢慢减小，直至VR13使Q3导通。此时，施密特触发器的输入端电位被拉为低电位，输出信号OTP为高电平。为了防止热振荡的发生，电阻R14引入了温度翻转的滞回区间，输出OTP为高电平时，VBN11为低电平，相当于电阻阻值R13增大为R13+R14，即与温度无关的基准电压增加为

VR13+VR14=IREF·R13+IREF·R14

(28)

所以，当温度由高向低变化时，Q3的基极-发射极电压VBE需要比原来更高(即温度比原来更低)Q3才会关闭。此时的温度翻转点TL应满足：

Vg0+KNTL=IREF·R13+IREF·R14

(29)

(30)

即温度的正负翻转点需要有一个滞回的温度区间。因此，可通过调整R13、R14的阻值，调整滞回区间的大小。

2 电路仿真验证

本文基于中芯国际0.18um BCD工艺完成电路设计，并利用Cadence软件对电路进行仿真。整体电路结构如图7所示，图中灰色的管子N8、N17、P19、P33、P34、P35以及反相器INV4均为控制管，在常温时OTP输出低电平0，使得控制管P管栅极为高电平，N管栅极为低电平，在过温时OTP输出高电平1，通过逻辑模块使得控制管P管栅极为高电平，N管栅极为高电平，以关闭模块。

(1)基准温度系数仿真。在电源电压为5 V、温度范围-50 ℃～120 ℃内的情况下，对基准电压和基准电流进行温度扫描，仿真结果见图8。由图中可见，两者零温度系数点都在40℃左右。此时基准电压为1.196 V。在整个温度范围内，基准电压最大值为1.196 V，最小值为1.195 V，温漂系数为5.55 ppm/℃；基准电流最大值为5 μA，最小值为4.978 μA，温漂系数为32 ppm/℃。可以看出基准电流随着基准电压而变化，电阻的温度系数影响被消除。图9为电源电压从2.5～5 V变化时输出的基准电压/电流，基准电压、电流的变化跨度分别为18 μA和1.8 nA。表1给出了电源电压为5 V时，tt、ss、ff、sf、fs 5种工艺角下基准的输出电压/电流和温度系数，可见基准电流受工艺角偏差的影响较为明显。

图8 基准温度特性

图9 不同电源电压的基准输出

表1 不同工艺角的仿真结果

(2)电源电压抑制比仿真。电源电压抑制比表明了输入电源变化量与输出变化量的比值，体现了系统对电源噪声的抑制能力，仿真结果如图10所示。在低频10 HZ时为91.8 db，频率为1 KHz时，PSRR为74.7 db，在42 KHz时降为45 db，在1.5 MHz时仍有39.1 db，可见系统可以很好的抑制电源电压的波动。

图10 电源电压抑制比仿真结果

(3) 过温保护功能仿真。使用DC迟滞扫描，正向扫描90 ℃～130 ℃，反向扫描130 ℃～90 ℃，可见正负翻转点为100 ℃和119.2 ℃，符合设计要求，仿真结果见图11。

图11 过温保护功能仿真

3 结束语

本文研究并设计了一款带有过温保护功能的高精度带隙基准源，在不同的电源电压和工艺角以及较宽的温度范围内，均具有良好的温漂系数和电源电压抑制比；并基于三极管基极-发射极电压VBE的负温度系数设计了过温保护功能，且具有正负温度翻转迟滞区间，实现过温保护的同时，防止了热振荡的产生。本设计能输出高精度的基准电压和基准电流，并具有过温保护功能，能够广泛应用于各种模拟电路之中。