火星探测UHF频段原位通信关键技术研究

翟盛华,田嘉,董超,李雄飞,惠腾飞

中国空间技术研究院西安分院,西安 710100

1 引言

对于以火星探测为代表的行星际探测,通信一直是最基础也同样是最具挑战的领域之一,受制于运载能力和着陆火星表面的严苛限制,火星车对质量、体积及功率的约束尤为苛刻,直接导致了其对地通信能力较弱,考虑到火星车存在大量图像及科学探测数据回传的需求,只能依赖于通信能力更强的环绕器,因此原位中继通信对于火星车而言意义重大,可以说是火星车大数据量中继的唯一途径。

根据火星车的具体工作场景,原位中继通信在发展中逐渐具备了以下特点:

1)利用UHF(ultra high frequency)频段的宽波束特性,增加各可见弧段内环绕器和火星车的通信时间。

2)引入速率自适应切换机制,确保了在没有地面干预的条件下也能以信道支持的最大能力进行实时通信。

3)采用复杂的协议处理机制确保了节点之间通信的可靠性及稳定性。

4)为增加各国在深空探测任务中的合作及中继通信的效率,逐渐形成了一套国际标准协议,并发展完善。

5)引入相干转发机制,确保了在通信的同时实现高精度双向多普勒测量,从而实现对火星车的有效定位。

6)质量、功率及环境(如火星大气)严格受限条件下的高集成,微放电免疫的工程化实现能力。

美国自2001年发射火星奥德赛号探测器开始,后续的勇气号、机遇号、凤凰号、好奇号、洞察号和毅力号均携带支持原位中继通信的载荷,由于其重要性,还单独将其命名为希腊神话中的“Electra(伊蕾克特拉)”,通过Electra,美国的火星车将大量数据回传至美国及欧洲的环绕器,并最终传输至地球。相较于美国火星探测任务,中国首次火星探测任务“天问一号”由于通过一次发射实现“绕、着、巡”,祝融号火星车比美国毅力号火星车小,但是通信载荷的性能指标却是对标毅力号火星车的,以祝融号原位中继通信载荷UHF频段收发信机为例,其信号捕获跟踪灵敏度、频率动态范围、速率自适应切换能力、体制协议集成融合度、产品质量及功耗均优于“Electra”系列载荷,因此技术难度极大。祝融号火星车对UHF频段信号接收及发射的中继天线安装位置如图1所示,其收发信机安装在火星车内部。

图1 UHF频段中继天线示意Fig.1 Schematic diagram of UHF band relay antenna

国外对Electra的功能性能有大量的研究文献,例如,文献[1]给出了Electra的整体实现架构和质量功耗,文献[2]给出了Electra部分设计指标值和在轨部分实测指标值,文献[3]阐述了CCSDS proximity-1协议在Electra的实现方式,文献[4]聚焦于Electra的跟踪性能,文献[5]给出了ESA火星采样返回任务中Electra的小型化技术,以上文献均从一个侧面描述了Electra的关键技术,并未全面系统地进行介绍。

本文主要聚焦于在祝融号火星车强约束条件下,系统全面地从超高灵敏度高动态自适应信号解调技术、高精度多普勒测量技术、基于CCSDS Proximity-1的协议一体化集成融合技术、面向火星复杂环境的高集成度高收发隔离产品工程化设计技术到产品在轨应用情况进行详细说明,并给出了同“Electra”系列载荷的指标对比情况。

2 超高灵敏度高动态自适应信号解调技术

祝融号火星车完成着陆后,第一个阶段的任务是开展约90个火星日的巡视探测,在此期间,环绕器停留在中继通信轨道(近火点约300km、远火点约12500km,周期约8h),为火星车和地球传递信息和数据。

表1给出了环绕器至着陆器的前向链路预算。根据链路预算表可知,祝融号火星车UHF通信设备最低需完成-132dBm左右微弱信号的接收处理。

表1 前向链路预算(环绕器至着陆器)

在实际工程设计中,考虑通信的可靠性,祝融号火星车UHF通信设备(包含双工器)实现了-134dBm的解调门限,单载波捕获跟踪能力达到-141dBm。

本系统采用的通信信号为残留载波BPSK调制方式[6-9]。信号总功率由残留载波功率部分和调制信号功率部分组成。在残留载波调制中,载波及调制信号是相干的[7],即频率与相位的变化是一致的。根据这个特点,本文提出了一种基于相干残留载波调制的高灵敏度自适应信号解调方法。

残留载波BPSK调制方式,其数学形式如下[10-12]:

针对该调制方式的特点,采取如下的处理方式,包括下变频、滤波抽取、载波跟踪、速率估计和解调,具体算法的原理框图如图 2所示。

经过信道进入接收机的信号可以表示为:

r(t)=s(t)+n(t)

其中n(t)为噪声,可表示为:

n(t)=nc(t)cosωct+ns(t)sinωct

nc(t)、ns(t)分别为n(t)的同相分量及正交分量,是白高斯噪声,均值为0。

信号进入接收端后,首先经过下变频模块,将估计出的频偏滤除。具体操作为将r(t)乘以本振cos(ωct+φ),式中,φ是本振的初始相位。下变频后的信号可描述为:

图2 自适应解调总体方案Fig.2 Overall scheme of adaptive demodulation

通过低通滤波器,将倍频分离滤除,此时信号可表示为:

然后需要进入滤波抽取模块进行处理。如果发射信号可能传输的速率档共有N个,传输速率从大到小依次为R1、R2…RN,则设定N级滤波抽取模块,第一级滤波后抽取出R1速率档,第N级滤波抽取后抽取出RN速率档,第N+1级为单载波滤波器,目的是尽可能将所有的信号能量滤除,只保留单载波能量,以进行载波跟踪。

此时送往载波跟踪模块的信号可以描述为:

可以看出,当信号通过多级滤波抽取模块后,进入载波跟踪模块的已经是一个干净的单载波信号。此时可以用卡尔曼滤波、锁频环辅助锁相环等跟踪方式进行高灵敏度跟踪[18-20]。

图3以RN速率档为例进行说明。当信息速率为RN时,第1～N-1级滤波器均不会对信号带来影响,第N级滤波器是针对RN速率档来设计的,可以将RN信号带外的噪声和干扰滤除,以方便接收。N+1级滤波器需要设计得尽可能窄,用于滤除调制信号对单载波的影响,从而为极低门限的载波信号跟踪创造有利条件。

图3 滤波抽取模块频谱(以RN速率档为例)Fig.3 Spectrum of filter extraction module(take RN as an example)

载波跟踪性能的优劣主要与环路参数设计有关,图4给出了在相同载噪比与多普勒条件下,相干积分速率与环路带宽因子对跟踪锁定概率的影响。仿真条件为载噪比C/N0=30dB,多普勒频偏变化率200Hz/s,通过仿真可以看出,选择适合的积分速率与环路带宽因子,可以满足高跟踪锁定概率的需要。

图4 载波跟踪环路参数仿真Fig.4 Parameter simulation of carrier tracking loop

在各级滤波抽取后,需要将正交支路的信息输出。此时,为检测曼彻斯特编码带来的相位模糊,需要额外将正交支路的信息延迟Ts时间再输出(Ts为曼彻斯特编码后的符号周期)。在速率估计模块,对两个支路(当前支路和延时支路)进行检测,采用快速估计算法,选取正确的速率支路和曼彻斯特相位支路。从而实现自适应速率解调。

送往解调的正交支路信号可以描述为:

若载波环路工作正常,理想情况下θc=φ,并设φ=0,此时解调信号为:

通过相干解调可恢复出数据信号m(t)。

表2给出了祝融号火星车UHF频段前向接收链路的在轨实测数据,远火弧段接收功率约为-128～-131dBm,通信速率为1kbit/s;近火弧段接收功率约为-86～-109dBm,系统通信速率在8～2048kbit/s范围内自适应变化,最大频偏约为-5300～6300Hz。

表2 祝融号火星车UHF频段前向接收链路在轨数据

本系统针对基于曼彻斯特编码残留载波调制方式的特点,提出了一种基于相干残留载波调制的高灵敏度自适应信号解调方法,通过精细滤波和窄带宽环路跟踪,实现对载波的提取跟踪;通过高精度相位估计校正技术,将载波锁定在同相支路上,将信号锁定在正交支路上;通过多级抽取滤波,实现对不同速率档信号的自适应提取;根据曼彻斯特编码的特性,将各速率档的正交支路信号进行匹配相关和能量积分,在不需要知道传输信息的条件下,通过对能量积分的判决,判断出当前传输数据的速率,从而实现自适应解调。

3 高精度多普勒测量技术

在历次成功实施的火星着陆巡视任务中,高精度的火星车定位对安全行驶及科学目标和工程目标的实现发挥了关键性的作用。美国勇气号和机遇号火星车的定位运用了无线电测控定位、航迹推算、太阳图像确定方位角、视觉测程、光束法平差定位、地面影像与高分辨率卫星影像对比等多种方法,从“机遇号”和“勇气号”开始,利用轨道器与着陆器的器间UHF频段通信手段,在着陆器表面巡视中实施导航定位,以弥补地面测控站无法与着陆器通信的盲区限制。

图5给出了多普勒测量系统的示意。环绕器收发信机以高稳晶振为基准,产生单载波信标发送给着陆器。此时,由于环绕器与着陆器之间存在相对运动,当信标到达着陆器后,会携带多普勒频偏。着陆器收发信机接收到包含多普勒频偏的信标后,需要以该信标为基准产生满足转发比要求的回传信标。由于实际收到的信标频率是动态变化的,因此产生的回传信标也需要实时跟踪和反应该变化。着陆器收发信机完成信标锁定,并实现回传相干信标的过程,就是相干转发[21-22]。

图5 多普勒测量系统示意Fig.5 Doppler measurement system

着陆器收发信机在进行相干转发时,需要完成对接收信标的锁定,并按照转发比的要求,产生与接收信标相干的发射信标,供环绕器接收并估计多普勒频偏。在着陆器收发信机的处理过程中,不能引入晶振带来的时钟抖动与偏移。

图6给出了祝融号火星车UHF收发信机相干转发处理框图,着陆器收发信机在相干转发模式下,其所用的晶振参考的误差不会对多普勒测量引入额外偏离,因此多普勒测量准确度主要受限于接收机锁相环环内热噪声。

轨道器与着陆器通信过程中存在如下特点:在远火点时信号能量弱,接收信噪比低;在近火点相对速度较大,接收频偏动态要求高。变阶锁相环能够准确的跟踪多普勒频偏和变化率,同时能够实现较低信噪比下的稳定跟踪,可以满足本项目的需求。

图6 祝融号UHF收发信机相干转发处理框图Fig.6 Zhurong UHF transceiver coherent forwarding processing block

锁相环跟踪电路中由热噪声造成的相位误差可以表示为:

式中:S为信号功率;n′(t)为环路内部噪声;H(s)为锁相环系统函数。

由于将热噪声视为高斯模型,如果假设误差很小,则可以得到相位误差的方差为:

加以简化得:

式中:ρ为锁相环的环内信噪比;BL为环路等效噪声带宽;定义为:

对于很小的误差来说,上式是一个基本的结果,说明了锁相环相位误差方差(单位为rad2)是由环内信噪比决定的,其和环路等效噪声带宽BL呈倒数关系。

相位误差引起的多普勒频率误差可以表示为:

图 7给出了多普勒频偏估计精度仿真图,从图中可以看出,载波跟踪环路带宽越窄,积分时间越长,频偏估计精度越高。在门限信噪比下,当选择环路带宽≤1Hz,积分时间≥3s的参数时,多普勒频偏估计可以达到10mHz以内的精度。

图7 多普勒频偏估计精度仿真Fig.7 Simulation of Doppler frequency offset estimation accuracy

祝融号火星车在轨尚未进行多普勒测量模式的功能验证,但是在地面联试阶段,与天问一号探测器中继通信设备进行了桌面联试验证,在-90dBm的载波电平下,统计100个多普勒遥测值,求其标准差。最终实测多普勒频偏精度为1.6mHz,与理论值吻合,达到了预期目标。

4 基于CCSDS Proximity-1的协议一体化集成融合技术

针对CCSDS Proximity-1协议,国际空间数据系统咨询委员会采用3份推荐标准和1份信息报告对其进行了详细的规定,具体如表3所示[23-25]。

协议内部从横向维度,由物理层及数据链路层组成,其中数据链路层又包括I/O子层、数据服务子层、帧子层、编码与同步子层及MAC(media access control)子层。从纵向维度,由发射部分和接收部分组成,数据流包括业务数据流和控制数据流,具体如图 8所示[26-28]。

表3 CCSDS proximity-1协议

图8 CCSDS Proximity-1协议架构Fig.8 Schematic of CCSDS proximity-1

CCSDS proximity-1协议支持通信自主建立、通信自主结束、速率自适应切换、异常工况自主恢复、双向ARQ(automatic repeat-request)大吞吐率传输及Set VR等多项复杂机制。以下以双向ARQ大吞吐率传输为例阐述数据在协议架构内的交互过程。

双向ARQ大吞吐率传输也被称为通信操作流程(COP-P),包括针对接收端的数据帧接收和报告机制(FARM-P)和针对发射端的数据帧操作流程(FOP-P)[29-30]。

从功能层面上进行分析,FOP-P流程处于数据服务子层,保证数据帧的按序传输,FARM-P流程跨越编码和同步子层、帧子层和数据服务子层,目的是能够对接收序列数据帧做出判断,分析其是否满足按序接收以及重复的条件。如果数据帧判断满足以上条件后,FARM-P流程返回邻近空间控制字作为反馈信息以及下一帧的序列值。FOP-P在发送端接收到返回的反馈信息后,则利用反馈的临近空间链路控制字决定是否需要重传或者哪一帧需要从滑动窗口中移除。和传统的自动请求重传系统存在差异的地方有,CCSDS proximity-1协议在帧子层而非数据服务子层生成反馈信息(即临近空间链路控制字),之所以这么操作的缘由包括以下几点:一是消除队列延时,确保接收数据帧一经校验,迅速生成临近空间链路字,编码并发送;二是确保每个临近空间控制字生成的时候携带最新的帧号。

图9、图10给出了发射端和接收端的数据处理流程[31]。

图9 发送端数据处理流程Fig.9 The processing flow of sending data

图10 接收端数据处理流程Fig.10 The processing flow of receiving data

为方便数据流传输及控制,美国系列火星探测器中的Electra采用Xilinx抗辐照FPGA(field programmable gate array)实现物理层及编码与同步子层[32],采用Sparc抗辐照加固CPU实现帧子层、数据服务子层、MAC子层和I/O子层[33]。此实现方法的好处是分层清晰,各功能相对独立,但是通过双向ARQ大吞吐率传输机制可以看出,复杂的协议交互通常不是在一个子层内完成的,需要跨越多个子层。由于协议支持的复杂机制很多,而该方法中各个子层又独立设计,使得原本各复杂机制中的公共模块被分散在各个子层,又根据纵向功能的维度再次被划分开,导致了运算资源的浪费。

由于祝融号火星车对质量及功耗更加严苛的限制,原位中继通信研制团队通过独立自主实现,将全部协议集成在一片FPGA中,避免了CPU的使用,并且为了最大限度降低由于FPGA资源消耗过大带来的芯片门数及功率大幅增加的情况,采用极为有限的资源对MAC子层、I/O子层、数据服务子层、帧子层、编码同步子层和物理层进行高度集成,对全双工、半双工和单工模式进行融合,形成通用型算法结构和灵活控制结构,通用型算法结构意味着资源配置最优,灵活控制结构可实现对不同模式的灵活切换。具体实现方式如图 11所示,解决了传统深空探测器资源不够用、协议自主程度低、模式不灵活、无法适应业务量变化等问题,使深空探测器具备了通信自主发起与结束、双向高吞吐率无误传输、协议参数按需调整等特点,代表了未来深空探测数字化载荷技术发展的趋势。

为了充分验证CCSDS Proximity-1协议实现代码的测试遍历度,研制团队基于用户使用场景及总体需求,对每一项功能编制了详细的测试用例,如表4所示,保证了协议每一条分支的100%遍历。

图11 协议架构实现方式Fig.11 The implementation of protocol architecture

表4 测试用例细则

5 面向火星复杂环境的高集成度高收发隔离产品工程化设计技术

火星探测任务中,达到其入轨的燃料消耗远大于一般卫星,因此对产品的质量提出了极为严苛的要求。为了从系统上降低质量,采用收发共用天线的设计,从而最大化地降低设备数量。

器间通信采用UHF频段,收发频率最近间隔只有20MHz。固态放大器的输出功率约为42dBm,接收灵敏度达到-141dBm,接收与发射信号的功率差值在180dB以上。考虑到频率间隔小、收发功率差异极大,因此为达到收发共用天线的目标,最核心的问题便是收发隔离的设计。

器间通信处理器收发通道链路如图12所示。

针对典型的具备自动增益控制(automatic gain control)的收发一体链路设计,给出了一种基于最优分配准则的链路滤波设计方法,以最小的代价实现收发隔离的合理分配。

(1)发射通道滤波设计

接收机带内干扰主要来自发射端固放在接收频点处的噪声功率以及互调分量。

图12 收发通道链路Fig.12 The transceiver channel link

当发射信号为宽带调制信号时,由于固放通常工作在饱和区,此时存在器件的非线性特性,通常会在输出端带外引入互调分量。互调分量的大小与功放的线性度、调制信号的功率谱特性等因素相关。

发射滤波器(滤波器1)的主要目的是抑制发射信号在接收频点处的互调分量,以防止对接收灵敏度造成影响。

滤波器1的参数设计原则需满足如下准则:

PJ1-Δ1-Δi<

式中:PJ1为功放输出端在接收频点处的噪声功率以及互调分量的总和;Δ1为滤波器1在接收频段处的抑制能力;Δi为接收通道与发射通道耦合时的隔离;N0为当前设备工作温度下的本底噪声。

(2)接收滤波器设计

在接收机的滤波设计中,主要考虑对接收带外的干扰。接收机带外的干扰主要来自发射信号通过双工器时对接收通道的泄露,以及外部天线阻抗不匹配带来的反射信号功率:

PJ=PJ2+PJ3

式中:PJ为发射信号进入接收通道的干扰;发射信号通过双工器时对接收通道的泄露可以表示为PJ2;PJ3为外部天线阻抗不匹配带来的反射信号功率。

滤波器2的设计主要是为了保证进入低噪声放大器(LNA)的干扰信号不能太大,防止将低噪声放大器推饱和。因此需满足如下原则:

当干扰通过前端LNA,进入模拟AGC前时,功率可表示为:

PJ_AGC=PJ-Δ2+GLNA-Δ3

其中,GLNA为AGC之前电路中放大器的增益。

期望在模拟AGC前端,干扰就已经被抑制在低噪之下,否则会对模拟AGC的正常工作带来影响。因此,滤波器3的设计应满足如下原则:

PJ_AGC=PJ-Δ2+GLNA-Δ3<

式中:BW为接收通道带宽;N0_AGC为AGC模块入口处的底噪功率谱密度。

(3)收发隔离设计小结

收发隔离设计的核心是接收滤波器和发射滤波器的设计。上文针对典型的具备AGC自动增益控制的收发一体链路设计,给出了一种基于最优分配准则的链路滤波分配设计方法。根据该方法,本系统最终进行了功放带外低交调设计、接收通道多级滤波设计,并采用小型化高隔离度介质双工器的方案,在质量、体积尽量小的约束下,实现了接收与发射信号的功率差值在180dB以上时的双工指标。

(4)产品工程化实现

天问一号火星着陆器上搭载了两台UHF频段通信设备,分别安装于进入舱和祝融号火星车中。

位于进入舱的UHF通信设备只在EDL(entry,descent and landing)阶段工作,主要用于回传该阶段的遥测信息,考虑到质量限制,该设备不含备份,设计质量约2kg。

位于祝融号火星车上的UHF通信设备,需要在火面长期工作,考虑到可靠性的要求,在设计上采用了有源部分主备份、无源部分共用的思路,设计质量约4kg。

6 在轨应用情况

6.1 祝融号火星车同天问一号火星环绕器在轨对接情况

天问一号探测器系统全通信链路拓扑示意如图 13所示,UHF频段原位中继通信链路主要用于EDL期间着陆巡视器同天问一号火星环绕器之间的通信及祝融号火星车表面巡视阶段同天问一号火星环绕器之间的通信。

通过本通信链路,依次将着陆巡视器进入、下降和着陆过程中各分系统的数据、祝融号火星车第一幅图像、第一段视频和后续海量数据回传至天问一号火星环绕器,并成功接收地面站通过天问一号火星环绕器转发的全部指令,为中国首次火星探测的圆满成功做出了重要贡献。

图13 “天问一号”探测器系统全通信链路拓扑示意Fig.13 The schematic of “Tianwen-1”communication link topology

(1)EDL阶段

本阶段着陆巡视器会经历一系列的动作,比如配平翼展开、抛大底、开伞、抛被罩及着陆悬停等,力学环境要求异常严苛,通过判读UHF频段收发信机各关键遥测,产品始终稳定工作在信道3、单工收发状态、前向1kbit/s,返向2kbit/s,发射功率遥测始终稳定在42.6～42.8dBm,发射帧号按序递增,各项指标均工作正常。

(2)火面巡视阶段

天问一号火星环绕器的中继通信轨道为大椭圆轨道,一个火星日有2次同祝融号火星车通信的弧段,分别是近火弧段和远火弧段,具体如图14所示。

图14 天问一号环绕器示意Fig.14 The schematic of “Tianwen-1”communication link topology

在远火弧段,天问一号火星环绕器在大椭圆轨道的远端,前向传输数据为环绕器转发的地面遥控指令,反向传输数据为祝融号火星车各分系统的遥测信息。以2021年6月2日的数据为例,此时远火点距祝融号火星车的距离约为12500km,由于距离远造成信号电平值的显著下降,此时,“AGC遥测”数据已无法准确表征前向信号的电平值,只能通过“信噪比遥测”进行判读,本弧段“信噪比遥测”基本在0x ’13’左右浮动,也就是说,前向信号的捕获灵敏度已逼近-140dBm,解调灵敏度(1kbit/s)已达到-134dBm,和UHF频段收发信机设计值门限值基本吻合,此时单机各项指标均工作正常。

在近火弧段,天问一号火星环绕器在大椭圆轨道的近端,返向传输数据主要为祝融号火星车采集到的海量图像信息和探测数据,以2021年6月3日的数据为例,此时天问一号火星环绕器从地平线升起后快速向祝融号火星车靠近,最近距离约265km,在到达祝融号正上方后快速远离,直至回落到地平线以下,整个弧段时间约10min。

由于天问一号火星环绕器和祝融号火星车在近火弧段相对位置变化极快,信号参数变化剧烈,为了保证最大容量的数据传输,UHF频段收发信机启动了速率自适应切换机制,实现了贴着信道最大吞吐量的速率数据传输。在轨返向速率实时遥测值如表5所示,可以看出,除去预留的3dB保护余量外,速率自适应切换机制工作正常,并在弧段内最大程度的回传了祝融号火星车的探测数据。

表5 速率自适应切换遥测列表

6.2 祝融号火星车同ESA“Mars Express”环绕器在轨对接情况

ESA“Mars Express”环绕器用于原位中继通信的设备为英国QinetiQ公司生产的“Melacom”,其可支持5种工作模式,具体功能如表6所示,最终经双方研制团队评估确定,“Melacom”采用“Framed Bit”模式,即在信道0(401.585625MHz)进行信号接收,祝融号火星车UHF频段收发信机在信道0进行信号发射。

表6 Melacom具体功能

为评估中欧双方探测器之间的可见性,“Mars Express”研制团队首先确定了其环绕器与祝融号火星车物理可见的弧段,并经过双方研制团队根据祝融号火星车的信号发射强度和“Mars Express”的信号接收能力确定了5次对接试验弧段,其对接时间与通信参数如表7所示。

表7 对接弧段时间及信号参数

由于2020年新冠肺炎全球大流行的缘故,祝融号火星车和Mars Express环绕器原位中继通信研制团队未能提前在地面进行实物对接验证,除此之外,由于“Mars Express”环绕器在轨期间未曾使用过“Framed Bit”模式,这也是欧空局10年来首次在火星轨道实际测试“Mars Express”的数据盲接收能力。

经实际在轨测试,“Mars Express”环绕器接收到祝融号火星车的数据后,在其对地可见弧段转发给欧空局所属深空测控站,测控站接收后发送给欧洲空间操作中心(ESOC),ESOC再转发至北京航天飞行控制中心,经过双方研制团队的判读,中欧火星在轨中继通信试验取得圆满成功。

7 结论

作为火星车大数据量中继的唯一途径,原位中继通信技术意义重大,本文针对天问一号火星探测任务中原位中继通信技术的4大技术难点进行了理论分析、软件建模和在轨测试数据评估,其技术难点及与美国“Electra”系统的指标对比如下:

1)对于超高灵敏度高动态自适应信号解调技术,祝融号UHF频段收发信机接收机门限为-134dBm(1kbit/s,编码)、-128dBm(1kbit/s,非编码),载波门限为-141dBm,频率跟踪范围为±26kHz,±200Hz/s。美国“Electra”系统接收机门限为-130.8dBm(1kbit/s,编码)、-126dBm(1kbit/s,非编码),载波门限为-140dBm,频率跟踪范围为±20KHz,±200Hz/s,祝融号UHF频段收发信机接收信号门限更低,频偏适应能力更强。

2)对于高精度多普勒测量技术,“祝融号”UHF频段收发信机多普勒频偏实测精度为1.6mHz,同理论值吻合,由于未在公开文献中查到美国“Electra”系统的测量精度,因此无法进行对比。

3)对于基于CCSDS proximity-1的协议一体化集成融合技术,祝融号UHF频段收发信机仅使用1片FPGA完成了全部协议功能并优化改进,在全自主高可靠的前提下达到了最大吞吐量。美国“Electra”系统采用FPGA+CPU的实现方式完成了协议主要功能的实现,如速率自适应切换及ARQ等。祝融号UHF频段收发信机协议集成度更高,支持功能更全。

4)对于面向火星复杂环境的高集成度高收发隔离产品工程化设计技术,祝融号UHF频段收发信机无备份重量为2.3kg。美国“Electra”系统中的轻小型化产品“Electra-lite”无备份质量为3kg。祝融号UHF频段收发信机工程集成度更高。

天问一号任务证明了以上关键技术的先进性及工程可靠性,为中国后续火星采样返回等相关深空探测任务积累了宝贵的经验。