基于移相全桥DC-DC变换器的城市轨道交通车辆高频充电机软开关实现方法*

王 哲 李思睿 马 驰 程 龙 刘东辉 宋术全**

(1. 中国铁道科学研究院集团有限公司机车车辆研究所, 100081, 北京;2. 动车组和机车牵引与控制国家重点实验室, 100081, 北京; 3. 北京纵横机电科技有限公司, 100094, 北京;4. 天津一号线轨道交通运营有限公司, 300350, 天津∥第一作者, 助理研究员)

0 引言

充电机作为城市轨道交通车辆直流电源的重要组成部分,不仅要为车辆直流负载提供供电电源,同时还负责为车载蓄电池充电。近年来,随着城市轨道交通车辆对于车载装备的高频化、小型化及轻量化水平要求不断提高,针对充电机供电效率和功率密度提升等相关研究工作得到了重点关注[1-4]。在拓扑方面,为了降低充电机的体积和质量,目前大多数充电机厂商普遍采用了高频隔离型方案拓扑[5-7]。其中,全桥型DC-DC变换器因其具有高频化、轻量化、低损耗等优势,被广泛应用在充电机直流变换环节。文献[8-10]普遍以高频谐振腔的结构组成方式将全桥型DC-DC变换器分为不同类型直流变换器,其中PS-FBC(移相全桥DC-DC变换器)采用移相谐振控制,拥有控制灵活、损耗低、便于模块并联等特点,其相比于串联谐振型电路具有电流应力小、可控性高等优势;相应地,PS-FBC相较移相型变换电路则具有低开关损耗、低成本等优势。鉴于此,针对拥有高频电能转换需求的中高压DC-DC应用场合,该种电路具有重要的研究价值。

近年来,研究PS-FBC的文献很多,主要集中在软开关脉冲调制、电路拓扑及控制算法[11-13]等方面,但针对该种电路在死区效应下的开关过程及工作特性却鲜有分析。文献[11]只介绍了移相串联谐振变换器的稳态特性,利用微分方程组构建了3种工作模式下的精确稳态模型,分析了不同模态下的开关电流及电容电压工作特性,给出了较为详细的分析思路,但全文却未能针对死区效应下系统工作特性展开深入分析。文献[12]利用基波分析法针对PS-FBC进行了建模,该过程较为简便直观,物理意义明确;但其属于近似建模,当开关频率超过谐振频率较多时,谐振电流表达式与真实电流存在一定偏差,此时模型精度较低,不能准确描述变换器的运行特性。文献[13]介绍了一种带辅助电感的PS-FBC,该种拓扑工作在过谐振模式下,4只开关管均可在全负载范围内实现零电压开通与关断,即大范围实现软开关。但该种设计会额外增加系统无源器件数量,同时会过于依赖主电路参数的实际精度。

针对现有文献研究内容的局限性,本文在文献[13]的基础上采用分段时域解析法对PS-FBC的工作特性进行计算分析,建立时域数学模型,同时针对电压极性翻转问题展开深入研究,在考虑死区效应的前提下提出一种可有效抑制电压翻转特性的死区时间优化设计方法,通过仿真验证该设计方法的可行性与有效性。

1 PS-FBC工作特性分析

PS-FBC电路拓扑如图1所示。该电路由H有源全桥(以下简称“H桥”)经过高频变压器、谐振电感Lr和谐振电容Cr连接至二极管整流桥,并输出至负载侧,且Lr和Cr构成串联谐振回路。

注:Co为母线支撑电容; Rload为负载电阻;Vdc为输入侧直流电压;Vo为输出侧直流电压; Ip为谐振电流;Vc为电容电压;S1—S4为IGBT(绝缘栅双极型晶体管);VD1—VD8为二极管;A、B、D、E为连接端子。

1.1 PS-FBC运动模态分析

对于PS-FBC电路,由于变换器工作在欠谐振电流断续方式下会产生较为严重的EMI(电磁干扰)问题,不利于无源器件的参数选取[14],因此本文只针对工作在过谐振方式下的移相全桥电路展开分析。通过现有理论研究基础[11]可知,PS-FBC具有3种工作模态:针对于模态Ⅰ,该状态下谐振电流过零时刻滞后于桥臂输出正极性电压时刻,4只开关管均可在全范围内实现零电压开通,从而降低开关损耗;针对于模态Ⅱ,谐振电流过零时刻超前于端口输出极性电压时刻,若不合理设置死区时间,则会导致同一桥臂上、下开关管存在直通风险;模态Ⅲ可实现零电流开通,但该种状态会降低谐振电流正弦度,同时减小功率传输效率。

综上,为了保证开关管安全工作,减小开关管损耗,提高变换器效率,上述电路应尽量工作在模态Ⅰ状态中。模态Ⅰ下电路内部电流、电压波形见图2。

注:t为时间。

1.2 PS-FBC运行原理与时域解析模型

对于PS-FBC电路,不同工作模式具有不同换流过程,但所对应的时域解析模型是统一的。现以工作模态Ⅰ构建PS-FBC时域解析数学模型,其等效电路由输入端口电压源和输出端口电压源及串联谐振回路构成。其中:输入端口电压源的输入电压为Vab,输出端口电压源的输出电压为Vcd。PS-FBC运行子模态等效电路图如图3所示。图3中,在单位开关周期内,换流过程可分为6个阶段,每个阶段的过程描述如下。

a) 等效电路A

1.2.1 阶段1

在阶段1中,H桥S2和S3开关管关断,Ip换流至VD1和VD4管,电流极性为负,Vab为Vdc;副边电流流经VD6和VD7,使得Vcd钳位保持在-Vo,当t工作至谐振电流过零时刻tδ时,Ip在Vdc-(-Vo)的作用下,电流下降至0。

针对[0,ωtδ]区间(ω为开关频率),列解Ip及Vc的二阶微分方程可得:

(1)

求解上述微分方程,Ip和Vc在[0,ωtδ]区间内的解析表达式为:

(2)

1.2.2 阶段2

在阶段2中,电流自然换流,H桥中S3和S4开始导通电流,此时Vab为Vdc;随着电流极性发生翻转,副边电流开始流经VD5和VD8,使得Vcd钳位保持在Vo不变,该阶段结束时刻Ip上升至最大值。

在[ωtδ,ωtβ](tβ为零电平电压触发时刻)区间,满足下列二阶微分方程:

(3)

求解上述微分方程,Ip和Vc在[ωtδ,ωtβ]区间的表达式为:

(4)

1.2.3 阶段3

在阶段3中,电流换向流经S1和VD3,谐振电流极性不变,原边电压输出为0;副边电流始终在VD5和VD8中流动,Vcd保持输出Vo至180°。

针对[ωtβ,π]区间,列解Ip及Vc的二阶微分方程可得:

(5)

求解上述微分方程,Ip和Vc在[ωtβ,π]区间的表达式为:

(6)

1.2.4 阶段4—阶段6(与阶段1—阶段3过程互为对称)

根据图2可知,单位开关周期内的电压、电流具有对称性,阶段4—阶段6的换流过程与正半周期阶段1—阶段3相似,因此可以满足以下条件:Ip(0)=-Ip(π),Vc(0)=-Vc(π)。

根据上述条件和时域解析表达式推导,得到Ip和Vc在整个周期内的表达式为:模态Ⅰ各个子阶段对应的Ip与Vc时域解析表达式。

(7)

2 死区效应下PS-FBC电压极性翻转特性分析

在实际应用中,为了防止桥臂上、下开关管直通,确保其安全工作,通常会针对变换器门极驱动信号设置死区时间。但在高频PS-FBC中,由于移相角度值与死区时间值相处在同一数量级上,一旦死区时间设置不合理,则会出现VPR(电压极性翻转)现象。VPR的出现不仅会降低系统有效传输功率,增大开关器件电流应力及二极管损耗,同时该过程属于硬开通,会在一定程度上影响PS-FBC软开关及功率特性。鉴于此,为了避免VPR发生,现基于第1节建立的PS-FBC时域解析数学模型推导出高频谐振电流数值解析解,进而探究电压极性翻转现象的产生机理,分析VPR临界触发条件,为合理设计系统参数值提供研究基础。

图4为 VPR工作原理图。结合图2可知,在阶段1,Ip在Vdc+Vo的作用下迅速衰减至0,随后电流极性发生改变。该过程电流流经VD1、VD4,导致Vab输出电压嵌置为Vdc,如果开关管在电流过零时刻前进入死区时间,谐振电流会改变流向,流经VD2和S4,致使输出电压转变为0,从而产生电压极性跳变现象。如图4展示的死区时间内电压极性变化对PS-FBC换流过程产生的影响:VPR出现后,当触发S1、S4导通,由于此时Ip为正值,致使该过程为硬电流开通,在一定程度上增加了器件开通损耗。同时,由于死区效应下H桥换流过程变得更加复杂,导致移相角发生等效畸变,表明VPR破坏了PS-FBC的功率传输特性。

a) 左桥臂驱动脉冲

综上,VPR发生的判断依据是:当满足tγ大于tδ条件时,即会触发H桥输出电压产生翻转。鉴于此,为了避免出现上述过程,系统配置的死区时间需满足下列条件:

tδ>tγ>tγ,min

(8)

式中:

tγ,min——最小死区时间,与关断延迟时间存在强关联性[15],可在IGBT(绝缘双极型晶体管)驱动器数据手册中获取。

为进一步求取tδ,结合式(7)并利用开关周期换流过程的对称性,可得Ip与Vc在0、tβ时刻的解析表达式为:

(9)

其中:

(10)

此外,Ip与Vc存在下述关系:

(11)

式中:

RL——等效负载电阻;

ωo——谐振频率。

基于式(9)—式(11)构建方程组,鉴于tδ同相关参数(QL=ωoLr/RL,QL为品质因数;g=ω/ωo)互为隐函数,需要借助数学软件进行数值计算,获取在不同QL下g与tδ间的关系曲线。

图5展示了g、QL和tδ三者间量纲一化后的数值关系。由图5可见:k相同的情况下,负载越重,即QL越大,tδ会越小;在固定负载点处,即在QL恒定的情况下,随着g增大,tδ会逐渐减小。根据上述关系可知,为了避免VPR发生,系统工作在重载且过谐振条件时,应将g设置在靠近谐振频率附近。

图5 不同QL下g与tδ关系曲线图

3 仿真试验验证

为了验证上述理论分析及公式推导的有效性,对基于PSIM软件搭建的PS-FBC时域解析数学模型进行仿真验证。其中,H桥采用单电压闭环控制策略。PS-FBC仿真参数见表1。

表1 PS-FBC仿真参数取值

图6为不同工况下的PS-FBC高频电压、电流波形。其中图6 a)为加入最小死区时间后的PS-FBC谐振电压、电流波形图,此时电压、电流均处于连续工作模式,且变换器超前、滞后桥臂开关管可实现零电压导通。对比图6 b)分析可知,随着死区时间增至VPR临界值后,谐振电压极性会发生变化。究其原因主要为谐振电流过零时刻开关管尚未开启,电流只能在反并联二极管内自然换流,致使Vab由高电平跳转为零电平,死区结束后再次跳转回高电平。

a) tγ,min

图7为不同PL条件下的高频电压、电流波形图。由图7可见:在设置相同死区时间的前提下,随着PL不断提升,tγ始终大于tδ;当PS-FBC系统参数不再满足配置条件时,即会产生电平跳变。结合上述分析可知,相关结果验证了本文理论计算与公式推导的正确性。

a) PL=65 W

综上,PS-FBC系统工作在模态Ⅰ工况时,开关管动作可能会导致高频输出电压发生极性翻转,从而增大开关电流应力与器件损耗,降低系统效率。为了避免该种现象发生,需利用式(8)—式(10)计算tδ,并结合g、QL及PL等相关参数合理设计开关死区时间。

4 结语

本文针对应用于城轨高频充电机的PS-FBC建立了过谐振时域解析数学模型,基于该模型探讨了死区效应对高频电压极性翻转问题的影响机理,提出了一种死区时间优化设计方法。该种方法能够避免VPR现象发生,可有效减小电流应力;同时该方法可实现宽范围软开关,提升系统效率,并在一定程度上改善了充电机稳态及动态特性。通过多种工况下的仿真结果验证了设计方法的有效性,为PS-FBC系统参数设计提供了研究基础。