0.8－2GHz超宽带大功率放大器设计与研究

倪 涛 郑智潜

(华东电子工程研究所 合肥 230031)

1 引言

超宽带功率放大器随着通信和雷达领域的迅速发展，需求量越来越大。在多制式与多标准的通信领域，需要拓展新的频带来满足用户日益增长的需求。在雷达领域，尤其在电子对抗和通信对抗一体化的进程中，作为关键部件之一的宽带固态功率放大器，产生了大量的市场需求[1]。

功率器件是功率放大器的核心，为了应对大带宽的发展要求，很多器件厂商提供了超宽带的功率器件，无须用户做外部匹配电路。而经过调研发现，这些功率器件通常是小功率等级的，并且起伏较大，效率较低，只能作为功率放大链路的前级。而真正的难点在于末级大功率放大器的实现。

根据这一需求难点，本文的主要工作是采用第三代半导体器件——GaN功率管，设计工作频率为0.8－2GHz，输出功率超过100W的超宽带固态末级大功率放大器。

2 功放设计

2.1 设计指标

工作频率: 0.8－2.0 GHz

饱和输出功率: ＞100W

饱和效率: ＞40%

增益平坦度: ＜±1.5dB

2.2 器件选型

根据设计指标的要求，本文采用Cree公司的宽禁带功率管CGH40120F来进行设计。这是一款GaN功率器件，根据器件资料显示，这款器件可以工作在DC－2.5GHz(根据厂商最新发布的器件资料)，并且具有70%的极高效率。同时其具备宽禁带功率管共有的其他优势，如击穿电压高可以使功率管工作在更高的电压以提高功率，SiC衬底保证了热膨胀系数的匹配，使得可以工作在更高的结温，以及尺寸小等等，这些都是传统器件所无法比拟的[1]。

同时器件资料中给出了能够实现大带宽的关键参数——输出阻抗，如表1所示。

表1 CGH40120F的阻抗参数

观察表1中的阻抗特性，可以看出在500MHz到2000MHz之间，其阻抗变化范围很小，尤其是输出负载阻抗，并没有大范围的变化，这也为其能够在一块电路上实现大带宽提供了可能。

2.3 电路设计

实现宽带放大器要同时兼顾很多性能参数，包括饱和功率、增益、效率等，其需要解决的问题主要有两个:

a.宽带匹配电路

在L波段，匹配电路通常采用微带线的阻抗变换，这种分布式参数的电路通常带宽很窄，其电长度随频率变化。因此，本文中的阻抗变换电路采用多支节匹配，具体尺寸参数在软件中进行优化。

b.馈电电路

馈电电路除了为功率管供电外，还需要对功率管输出的射频信号进行抑制。在L波段窄带放大器的通常做法中，是采用中心频率的四分之一波长线并联对地高Q电容形成高阻。而在跨倍频程的放大器中，由于微带线的电长度随频率变化，无法采用这样的方法形成全频带的高阻。因此本文采用了一种分段高阻的方法来实现馈电电路，如图1所示。图中馈电电路分为两部分，一部分是大电流磁珠，其实现对低频段的高阻。磁珠额定电流为6A，为了保证电流容量，采用两个并联。磁珠的阻抗特性见图2。

图2中给出的阻抗只到1GHz，达到90Ω两只并联可以实现45欧姆的阻抗，相对于表1中所示的负载阻抗属于高阻。而随着频率提高，超过1GHz的阻抗曲线虽然没有给出，但是根据变化趋势可以预测，阻抗在迅速降低，因此不能用磁珠来实现全频段的高阻。为了实现高频段的高阻，另外一部分就是采用中心频率f0的四分之一波长线并联对地高Q电容的形式，来实现高频段的高阻抗，这里f0的频率根据最终调试时电容的位置而定。

采用了以上的设计方法，首先对厂商提供的大信号模型在Agilent ADS软件中进行大信号仿真，仿真条件为:静态电流1.0A，频率扫描范围0.8～2.0GHz，输入功率为41dBm。经过软件对匹配电路的优化，得到的仿真结果如图3所示。

由于宽禁带功率管的击穿电压很高，所以可以工作在更高的工作电压。图中箭头所示方向为漏极电压从28V增加到32V。可以看到输出电压和效率有明显的提升，因此在后面的设计和调试中，漏极电压设定为32V。围内，恒定输入功率为41dBm条件下，饱和输出功率为103W－122W，起伏只有±0.4dB，饱和效率大于60%，所有指标满足并超过了设计指标的要求。

图3 0.8～2GHz输出功率和漏极效率仿真曲线

图4 经过调试之后的版图

3 调试与测试

根据仿真结果得到的版图进行投产，微带板采用RT6002，介电常数2.94，介质厚度0.762mm，铜箔厚度35μm，功率管底部衬铜。

在第一轮测试时发现，测试结果和仿真结果有一定的差别，主要是因为厂商提供的大信号仿真模型和实际功率管阻抗参数有差别，根据仿真模型得到的匹配网络阻抗和实际阻抗不完全匹配，因此需要一定的调试。

经过调试后，PCB版图如图4所示。图中标出了反射吸收电阻(该电阻的标称额定功率43dBm，而本电路最大输入功率41dBm，满足电阻的功率容量要求)、输入馈电网络、输出馈电网络。电路板下方是用来冷却的水冷板。

连续波测试结果如图5所示，其中频率扫描步进为50MHz。图5(a)是每个频点的功率输入－输出曲线。图5(b)是每个频点的输出－效率曲线，图5(c)是在恒定输入41dBm条件下的饱和输出功率和效率曲线。从测试结果可以看出，在0.8～2GHz全频带范

为了体现电路的宽带性能，本文也调研了近几年来发表的宽带功放电路性能来作为对比。引用文献[2]中的调研结果，如表2所示。通过表中几项性能参数的对比可以看出，本文电路相对带宽更大，输出功率更高，起伏更小，同时漏极效率也基本和其他结果持平。

表2 本文结果和已发表文献结果的对比

4 后仿真

为了能使电路能够工程应用，电路版图需要进行小型化。观察图4中的版图，输入输出匹配电路占去了大部分的面积和尺寸，尤其在长度方向。所以小型化的处理也就集中在缩小输入输出匹配电路上。在小型化处理过程中，主要的原则是维持匹配网络阻抗不变。因此，本文对调试后的输出匹配电路进行了后仿真。同时后仿真也可以验证匹配网络的阻抗和器件资料中的阻抗是否符合。仿真在ADS软件中的Momentum中进行。

根据图4中的输出匹配电路，经过对调试后板图的长度和宽度的测量，得到图6所示的仿真模型。

对图6的匹配电路模型进行仿真，得到的阻抗史密斯圆图如图7所示。从阻抗圆图上可以看出:

a.在工作频段0.8－2GHz范围内，输出阻抗均在一个很小的范围内变化，也就是阻抗变化不大。这也和表1中的阻抗变化趋势相匹配，也就是在大带宽的范围内，阻抗基本保持不变。

b.图中标出了1.5GHz的阻抗，为(4.258－j2.717)Ω，和器件资料中的(3.5－j0.6)Ω接近，但是有一定的差距。这也解释了对于可以输出120W的功率管，在提高工作电压的条件下，输出功率均小于120W的原因，也就是输出阻抗并没有匹配到最优化，而是离最优阻抗区域仍有一定的距离。

根据以上的分析结果，在下一步的小型化处理中，要做到以下两个要求:

a.维持阻抗变化的小范围。这也和器件的输出阻抗变化趋势相一致;

b.尽可能的接近最优阻抗。也就是仿真要以器件资料中所给的阻抗为目标。

5 结论

本文利用宽禁带GaN功率管CGH40120F，设计了覆盖频段0.8－2GHz的超宽带大功率放大器，输出功率超过100W，饱和功率起伏只有±0.4dB，饱和效率高于60%。并通过对调试后的电路进行后仿真，验证了匹配电路的有效性，并为小型化处理指明了方向。

[1]杨斐.S波段GaN大功率放大器的设计与实现[J].火控雷达技术，2011，40(3):86－90.

[2]Wilfried Demenitroux et al.Multiharmonic Volterra Model Dedicated to the Design of Wideband and Highly Efficient GaN Power Amplifiers[J].IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，2012，60(6):1817－1828.

[3]P.Wright，J.Lees，J.Benedikt，P.J.Tasker，and S.C.Cripps.A methodology for realizing high efficiency Class－J in a linear and broadband PA[J].IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，2009，57(12):3196 －3204.

[4]P.Saad，C.Fager，H.Cao，H.Zirath，and K.Andersson.Design of a highly efficient 2－4－GHz octave bandwidth GaN－HEMT power amplifier[J].IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，2010，58(7):1677 －1685.

[5]V.Carruba，J.Less，and J.Benedikt et al.A novel highly efficient broadband continuous class－F RFPA delivering 74%average efficiency for an octave bandwidth[C].IEEE MTT － S Int.Microw.Symp.Dig.，Baltimore，2011.

[6]K.Chen and D.Peroulis.Design of highly efficient broadband class－E power amplifier using synthesized low －pass matching networks[C].IEEE MTT － S Int.Microw.Symp.Dig.，Baltimore，2011.