一种三电平双buck光伏并网逆变器设计

刘周成,洪 峰,万运强

（南京航空航天大学电子信息工程学院,江苏南京,210016）

0 引言

传统隔离型光伏发电并网逆变系统中常含有工作于高频或工频的变压器，而这些变压器的存在，使得系统功率变换级数增加，降低了系统的转换效率，同时增大了系统体积和重量。与之相比非隔离型结构的光伏并网逆变器，且具有功率变换级数少、转换效率高等性能优势，而且体积更小、成本更低，因此在光伏并网逆变系统中现多采用非隔离型结构的逆变器。

双buck逆变器（Dual Buck Inverter，DBI）是一种典型的非隔离型逆变器，该逆变器中续流二极管的应用解决了桥式逆变器存在的桥臂直通问题，其续流回路通过独立的快恢复二极管而非性能较差的功率开关器件的体二极管,显著降低了因续流二极管产生的反向恢复损耗，有效地提高了系统的效率和可靠性，但是，其桥臂输出电压只能是“+1”和“－1”两种电平，电路双极性调制方式工作，桥臂输出电压谐波含量大，需采用较高的开关频率和较大的滤波器件。

本文在双buck电路的基础上分析研究了一种非隔离型三电平双buck光伏并网逆变器，保留了双buck电路无桥臂直通、无功率器件体二极管反向恢复问题等优点，通过对其结构的优化使其桥臂输出为三电平单极性PWM波，有效地降低了逆变器输出的谐波含量，提高了系统的转化效率。

1 三电平双buck光伏并网逆变器原理

三电平双buck光伏并网逆变器的拓扑结构如图1所示。Uin为逆变器输入母线电压，S1～S4是四个功率开关管，D1、D2分别为串联在S2、S4两端的续流二极管，C1、C2为直流分压电容，L1、L2为双buck电路的滤波电感，us为光伏并网逆变系统输出端即电网电压。三电平双buck光伏并网逆变器采用半周期工作模式，在输出并网电流正半周内，由S1、D1、L1构成的buck I电路工作，buck II电路不工作；在输出并网电流负半周期内，由S3、D2、L2构成的buck II电路工作，buck I电路不工作。

图1 三电平双buck光伏并网逆变器拓扑Fig.1 Topology of three-1evel dual buck photovoltaic grid-connected inverter

逆变器仿真时序如图2所示。us为输出并网电压，uA、uB分别为逆变器桥臂A、B两点电压，iL为输出并网电流，iL1、iL2分别为电感L1、L2上电流。iL等于两电感上电流之和，即iL=iL1+ iL2。具体工作模态如图3所示。

图2 三电平双buck并网逆变器工作时序图Fig.2 Key waves of three-1evel dual buck photovoltaic grid-connected inverter

（1）当输出并网电压us大于零时，电感L2上电流iL2=0，iL=iL1>0，buck I电路工作，buck II 电路不工作，电路包含两个工作模态。

工作模态1：如图3(a)所示，S1、S2开通，S3、S4断开，此时C1放电，uC1下降，由于uC2=Uin/2-uC1，所以uC2上升，桥臂A点输出电压uA=+Uin/2，输出电流iL=iL1，线性上升。

工作模态2：如图3(b)所示，S1关断，S2导通，S3、S4断开，C1、C2两端电压uC1、uC2保持不变，桥臂A点输出电压uA=0，电感电流iL1通过D1续流，线性下降。

（2）当输出并网电压us小于零时，电感L1上电流iL1=0，iL=iL2<0，buck I电路不工作，buck II 电路工作。电路包括两个工作模态：

工作模态3：如图3(c)所示，S1、S2断开，S3、S4导通，此时C1放电导致电压uC2下降，由于uC1=Uin/2-uC2，所以uC1上升，桥臂B点输出电压uB=-Uin/2，输出电流iL=iL2线性上升。

工作模态4：如图3(d)所示，S1、S2断开，S3关断，S4导通，C1、C2两端电压uC1、uC2保持不变，桥臂B点输出电压uB=0，电感电流iL2通过D2续流，线性下降

图3 工作模态Fig.3 Working modes

2 逆变器控制分析

光伏并网逆变器的控制目标是使逆变电路的输出为稳定的、与电网电压同频同相且低总谐波失真（THD）、高质量的正弦波电流。逆变器采取的控制方式根据其控制的目标类型分为电压控制和电流控制两种方式，本文采用电流控制的方式。通过控制逆变器的输出电流跟踪电网电压，使其与电网电压同频、同相即可达到并网逆变器电流源与电网电压源并联运行的目的。此外，两输入电容存在电压不均衡问题，可根据输入电容上存在的电压偏差信号进行处理来调节滤波电感上的电流，使其产生的一部分电流平衡两输入电容上电压，从而解决均压问题，故控制中加入均压环。图4为三电平双buck并网逆变器的控制框图。

开关管S2、S4处于工频工作状态，对其进行开环控制，即当电网锁相同步基准iref>0时，开关管S2开通，S4关断；当iref<0时，开关管S4开通，S2关断。在单相三电平逆变器中，单极性SPWM调制的方案已得到成功应用，经验证可有效提高逆变器输出电压及电源电流谐波的性能，故本文在逆变电路采用单极性倍频SPWM调制的方案。控制过程具体如下：对输入电容C2上的电压进行采样，得到的电压值与母线电压的一半进行相减后得到表征输入电容C1、C2上不均压程度的误差信号，并对其进行比例误差放大得到ie；电网电压经锁相环锁相并进行相关采样，光伏阵列完成 MPPT后与之处理得到逆变器的并网电流基准，与ie相减后得到实际的电流环基准，该基准与逆变器输出并网电流的反馈信号iL完成PI处理后进行单极性倍频SPWM调制，对得到的驱动信号进行逻辑处理后经驱动电路送至相应的开关管，最终完成该并网逆变器的控制。

3 关键参数的设计

根据具体技术指标中允许可承受最大输入电容上电压偏差，可以设计相应电容值。此外，在光伏并网逆变器采取的单极性倍频SPWM调制方案中，输出滤波电感的作用是滤除功率开关器件在整个开关过程中所产生的高频电流成分，并且能够有效地抑制输出并网电流的波动，从而降低其总谐波失真（THD）、提高并网质量。因此逆变器中电感量的选取与系统的工作性能有直接关系。

当输出电压uo即电网电压处于正半周期时，并网电流iL=iL1，iL2=0，电感L1上的电流与电压的关系如下：

其中式（1）中uL1(t)为电感L1两端的电压，当电网电压处于峰值时，逆变器输出并网电流的纹波最大，此时刻记为t1，T为高频开关周期，D为此开关周期的占空比。再由电感伏秒平衡原则可得到：

由上，当直流母线输入电压Uin=720V，系统开关频率f为60KHz，电网电压峰值usmax=×220=311V时，逆变器额定的输出功率为500W，其输出峰值纹波电流iL1max=(500/220) ×=3.2136A，实际中逆变器并网电流纹波需保证ΔiL1<20%·iL1max，因此由式（5）可得：输出电感应满足L1>1.0977 mH。综合考虑，最终选用感值为1.5mH的滤波电感。电感L2的选取方法与之类似，在此不赘述。

4 实验验证

参照仿真参数搭建三电平双buck并网逆变器原理样机，具体参数如下：主电路功率开关管采用1MBH60D-100A，功率二极管采用DSEI60-06A，输入电容取C1=C2=800uF，输出滤波电感L1=L2=1.5mH，输入母线电压为Ud=380V，输出单相并网电压为us=220VAC/50Hz。逆变器额定输出功率为500W。

图4 三电平双buck并网逆变器控制框图Fig.4 Control block diagram of Three-1evel Dual Buck Photovoltaic Grid-connected Inverter

图5 三电平双buck并网逆变器实验波形Fig.5 Experiment waves of Three-1evel Dual Buck Photovoltaic Grid-connected Inverter

实验波形如图5所示：us为电网电压，iL、uA分别为逆变器输出并网电流和桥臂A点的电压，可以看出：当电网电压为正半周时，buck I电路工作，开关管S1有驱动信号u1，桥臂A点的输出电压uA与之对应，有+Uin/2和0两个电平。当电网电压为负半周时，buck I电路不工作，开关管S1驱动信号u1为0，此时桥臂A点的输出电压uA等于电网电压。由此可进一步验证了三电平双buck并网逆变器的可行性与正确性。

5 结论

本文研究了一种非隔离型的三电平双buck型光伏并网逆变器，分析了该电路的详细工作过程并对其进行了仿真和实验验证。理论分析以及原理样机实验结果共同表明该逆变器保留了双buck电路无桥臂直通的优点，避免了电流通过性能较差的功率开关器件（体二极管），能有效降低逆变器输出的谐波含量，提高直流端电压的利用率，可广泛运用于光伏并网发电系统，具有良好的发展前景。

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