基于DSP的逆变电源数字控制电路的设计

宋冬冬，马玉泉，田树耀

（1.河北科技师范学院 研究生部，河北 秦皇岛 066004;2.河北科技师范学院 机电工程学院，河北 秦皇岛 066004）

0 引言

作为独立风电系统中的中小功率正弦波逆变电源，其特点是:输入类型为蓄电池，输入电压多为24 V至48 V，属于低压大电流的DC/AC变换器。由于电路处理的功率比较小，电磁兼容性问题不是十分严重，因此主电路选择了两级式结构以获得低成本和高功率密度的优势;同时选用隔离型DC/DC变换结构以满足电气隔离的要求。

1 逆变电源控制电路设计

控制电路包括以TMS320LF2407A为核心，外围电路包括直流电压采样电路、交流电压采样电路、交流电流采样电路和辅助电源。其结构图如图1所示。

1.1 基于TMS320LF2407的控制电路设计

图1 基于TMS320LF2407的控制电路结构框图

TMS320LF2407 为 低 功 耗 系 列 DSP［1］。 为 了 保 证TMS320LF2407内部的A/D转换模块的精度和提高其抗干扰能力，在设计DSP控制板的时候必须将模拟地和数字地分开，采用0 Ω电阻桥接或者磁珠隔离的方式来实现［2］。原理图如图2所示。

1.2 采样电路的设计

采样电路包括:直流输入电压采样、直流输出电压采样，交流输出电压采样，交流输出电流采样。

图2 TMS320LF2407A供电电源设计原理图

（1）直流电压采样

直流电压采样包括蓄电池直流输入电压采样和推挽正激变换器的输出直流电压采样。此处选用LOC110线性光耦配合运放来完成直流电压的测量［3］。为了补偿采样电路产生的相移，在采样信号输入端的运算放大器的反相端和输出端并联了一个100 pF的小电容。直流采样电路的输出输入关系为:

R7和C2构成输出端的RC滤波电路以滤除采样电路中的高频干扰。R7和C2的取值分别为10 K和1 000 pF，其截止频率为:

（2）交流电压采样

为了实现DSP对逆变电源输出交流电压的采样，必须先对交流输出电压进行降压处理。设计中采用耀华德昌公司的PE2409安全隔离变压器来实现交流降压，同时实现与采样信号之间的电气隔离［4］。

（3）交流电流采样

逆变电源输出交流电流采样由电流互感器来实现，互感器的型号选用耀华德昌公司的TA17－03系列［5］。与交流电压采样电路相同。

1.3 驱动电路设计

驱动电路包括推挽正激电路和全桥逆变电路的功率开关的驱动电路。

（1）推挽正激电路中功率开关的驱动电路设计

在推挽正激拓扑结构中，由于其中一路功率开关源极浮地，必须采用脉冲隔离变压器对源极浮地的开关器件进行驱动;考虑到电路的对称性，两路开关管都采用了隔离驱动［6］。

根据MOSFET开通所需要的栅源极电压，变压器的变比应取为1:3，并在变压器副边与MOSFET的栅极之间串联一个22 Ω的电阻R1以减小栅源极间的寄生振荡。为了加速MOSFET的关断过程，在栅源极间并联一个阻值为10 K的电阻R2，以加快栅源极寄生电容的电荷抽取速度。

（2）全桥逆变电路的驱动电路

在全桥逆变电路中，由于桥臂上管MOSFET的源极对地电位是浮动的，因此在对桥臂上管进行驱动的时候必须采用自举电路或者驱动脉冲变压器实现功率开关期间的通断。设计中采用了IR公司的集成功率电路IR2110。它具有集成度高、功能完善、性能稳定的优点，IR2110特点在于其内部特殊的自举电路结构，使所需电源数目减少到1个，并且控制的可靠性得到较好改善［7－8］。

1.4 辅助电源的设计

在逆变电源的控制电路中，DSP控制器、光耦元件以及采样电路中的运算放大器等电路元件都需要额外的电源对其进行供电;同时，对于不同的采样信号来说，其信号采样调理电路的供电电源之间需要相互隔离。设计中选用了UC3844芯片来搭建单端反激式辅助电源。

2 软件设计

在逆变电源中必须引入负反馈控制来维持系统输出的稳定。对于前级推挽正激DC/DC变换电路来说，采用输出电压负反馈维持其输出电压的稳定，以消除输入电压或负载变化所造成的输出电压不稳定的情况。控制原理图如图3所示。

图3 逆变电源负反馈控制原理图

2.1 单极性SPWM算法的改进

双极性SPWM调制法在每个三角载波周期之内均有两个功率开关器件完成通断的状态切换。在单极性SPWM调制法的基础上，可对生成的PWM脉冲做进一步处理:假设调制过程中采用规则采样法，以一个三角载波周期为例，如图4所示。

根据面积等效理论，矩形脉冲可以等效为一正一负的两个矩形脉冲之和，如图5（左）所示，图中阴影部分面积相等。进一步细分便可得到下图（右）所示的脉冲波形，如图5（右）所示，在一个三角载波周期之内有一个正脉冲d1和两个负脉冲d2、d3，它们满足以下关系式:

图4 规则采样法下单极性SPWM调制法单开关周期的脉冲波形

图5 单极性SPWM调制法的等效调制算法

2.2 数字PI算法

PID算法的实质就是根据输入的偏差值，按比例、积分、微分的函数关系进行运算，其运算结果用以输出控制。PI算法的离散形式为:

式中T为信号采样周期，采样周期必须尽可能小以保证系统的精确度;E（k）为第k次采样时的系统误差;E（k－1）为第k－1次采样时的系统误差;KP、KI分别为比例系数、积分系数;P（k）为第k次采样时调节器的输出;

根据递推原理，可以得到第k－1次的PID输出表达式:

该等式称为PI位置型控制算法。根据上式，要计算第k次输出值P（k），只需要知道P（k－1）、E（k）、E（k－1）即可。进而，有:

该式称为PI增量型控制算法。在控制系统中，为了安全起见，常常需要对调节器的输出进行限幅［9］。

2.3 数字滤波算法

数字低通滤波算法将RC滤波器的微分方程用差分方程来表示，用软件算法来模拟硬件滤波的功能。低通滤波算法如下:

其中X（k）为本次采样值;Y（k－1）为上次的滤波输出值;a为滤波系数，其值通常远小于1;Y（k）为本次滤波输出值。该算法模拟了具有较大惯性的低通滤波功能，效果很好;但无法滤除频率高于1/2采样频率的干扰信号。

2.4 调制信号中的A/D采样方法

TMS320LF2407A内部A/D转换模块由两个10位精度的A/D转换器构成，每个转换器具有8个模拟输入通道。实验结果表明，采用定时器周期中断启动A/D转换的方法效果更好一些。如图6所示，在定时器的周期中断，也就是虚拟三角载波的顶点进行采样，在时间上能尽量避开电路中开关器件开通和关断的动作时间点，从而尽量减小了功率开关动作给模拟量采样带来的影响，提高采样精度。

图6 DSP调制信号的采样方法

2.5 程序流程图

程序的总体设计主要由主程序和定时器中断服务程序构成。程序流程图如图7所示。

图7 TMS320LF2407 DSP控制程序主程序流程图（左）和中断服务程序流程图（右）

3 实验结果分析与结论

为了考察SPWM调制法的效果，实验记录了在开环控制下电路的输出电压波形，其结果如图8所示。

从输出电压波形可以看出，在开环控制的情况下，采用该SPWM调制法下所得到输出电压具有很好的正弦度。实验结果表明，此方法能够避免了单极性SPWM调制法中电压过零点振荡的问题，同时保留了单极性SPWM算法的优点，输出电压中的谐波分量小;且易于在DSP中实现，证明了该SPWM调制方法具有一定的实际应用价值。

图8 开环控制下改进型单极性SPWM调制法的实验波形（左）闭环控制下逆变电源带电阻性负载的输出电压波形（右）

4 结束语

基于DSP的数字控制正弦波逆变电源的电路的设计，以TMS320LF2407 DSP芯片为核心，针对逆变电源控制系统硬件电路进行了参数设计，对推挽正激电路和全桥逆变电路的工作原理和数学模型进行了深入的分析研究，并讨论了基于TMS320LF2407的SPWM调制方法的数字实现。在理论研究的基础上，搭建了正弦波逆变器实验样机来验证理论和设计方法的科学性和合理性。实验表明，此设计方案成熟可靠，具有很高的实际应用价值。

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