热插拔管理电路TPS2390/1的原理与应用

丁强

UT斯达康通讯有限公司

1 热插拔概述

在今天的电子系统中，热插拔能力已成为普遍的一个特性。当模块或者电缆插入到一个主系统或者背板时，它的作用首先是不中断系统的电源，并且要不影响系统中正在传送的信号和正在执行的操作。目标系统的范围从小型消费电子设备如笔记本电脑的外设、数码相机和PDA一直到运营商级和基础设施规模的设备。在通信和数据系统等领域热插拔能力早就成为必须具备的特性。为了满足高可用性和可维护性的要求，热插拔能力在这些系统中已经使用了多年。

在一个系统里面，当一块板卡插入机框时，板卡上的大电容会从系统中抽取巨大的瞬间电流。如果没有某种形式的浪涌电流限制，这些电流可以高达几百安培，尤其在电压较高的系统。这样大的瞬变会损坏连接器针脚，印刷电路板线路，可插拔组件。此外，电流尖峰会引起电源总线的电压跌落，造成其它板卡复位。

2 TPS2309/1的工作原理

TPS2390和TPS2391是一种热插拔电源管理器(HSPM)，可以把这些尖峰限制在预先设置的水平，以及控制电流变化率(di/dt)在某个设定值。这些器件使用一个外部的N沟道FET和检测元件提供负载电流的闭环控制。输入电源欠压锁定(UVLO)保护允许热插拔电路根据电源状态自动开启，或通过EN输入端来控制。外部电容可以控制电流上升斜率和负载电压上升超时时间。此外，对于板卡上电之后发生的短路故障由芯片内部的过载比较器提供断路保护。

TPS2390和TPS2391直接从输入电源(标称电压-48VDC)取电工作。-VIN引脚连接到负电压源，RTN引脚连接到电源回路。内部稳压器把输入电压转换为芯片内部电路所需的电压。输入欠压检测电路将保持GATE输出低电平直到电源电压达到标称的30V。第二个比较器监察EN输入脚，该引脚必须被拉到1.4V的开启阈值以上才能打开电源供给负载。

使能后当输入电压高于欠压锁定(UVLO)门限，GATE端的下拉被解除，线性控制放大器(LCA)启用，位于斜率控制模块的大型放电器被关闭。随后，一个小电流源开始给IRAMP引脚上的外部电容充电。IRAMP引脚上将形成一个线性电压斜坡。电容器上的电压斜坡实际上分为两个独立的斜坡。如图1所示，充电电流分别来自两个电流源。在开启的最初阶段600-nA的电流源被选中，由其提供一个缓慢的开启速率。这个缓慢的开启可以确保LCA脱离饱和状态，并在正常速率充电前提升正相输入端的电压。这种机制有助于减少在开启过程中电流的阶越。一旦IRAMP引脚处的电压达到约0.5V时，一个内部比较器拉高SLOW信号，从而10μA的电流源被选中用于之后的开启缓冲过程。

图1

IRAMP引脚的电压除以100后施加到LCA的正相输入端。ISENS引脚的电压包含负载电流大小的信息施加到反相输入端，这个电压来自于连接在ISENS和-VIN管脚之间的电流检测电阻。LCA驱动外部主回路FET的栅极，迫使ISENS引脚的电压跟随IRAMP引脚电压的分压变化。因此，负载电流的变化速率会跟随IRAMP引脚的线性斜坡电压，形成一个线性变化速率(di/dt)的负载电流。IRAMP电容会被一直充电到约6.5 V，但是LCA的输入会被钳位在40mV。因此，开启过程中对负载的最大充电电流被限制在IMAX≤40mV/RSENSE，RSENSE为检测电阻的值。

在控制器控制下的负载电流，以一种安全的方式给负载模块的大容量输入电容充电。在正常情况下，这个电容最终充电到直流输入电压。此时，负载的需求下降，在ISENS引脚的电压降低。LCA立即驱动GATE引脚到内部电源电压。14-V典型的输出电平确保足够的过驱动使外部FET完全打开，同时不超过典型的20-V这个常见N通道功率FET的VGS额定值。

故障定时器的定时是通过连接在FLTTIME和-VIN引脚之间的一个电容实现，从而允许用户设定超时时间。只要热插拔控制器在前面提到的电流控制模式下，LCA输出过流指示(OC)，如图1所示。过流故障定时器在IRAMP波形的慢速开启部分是被抑制的。然而，一旦器件状态转换到正常电流斜率(VO(IRAMP)≥0.5 V)，外部电容开始由50μA电流源充电，在FLTTIME引脚产生斜坡电压。如果该电压达到4-V的故障阈值，故障状态被锁定，OD门被打开输出外部故障告警信号。故障定时电容停止充电，并开始放电。此外，锁定的故障状态导致IRAMP电容快速放电。在这种方式下缓启动功能得到复位，并准备在条件允许的情况下再次使能输出。

一旦故障状态超时发生，TPS2390将因故障而闭锁，放电信号(DCHG)打开一个大的NMOS器件迅速泄放外部电容的电荷，使器件复位时定时器同时复位。TPS2390只能通过上下电或切换EN输入才能重新工作。

在故障状态锁定发生后，TPS2391进入故障重启模式，周期性的重启负载以测试故障是否持续存在。在这种模式下，FLTTIME电容由一个约0.4-μA恒流源慢慢地泄放。当FLTTIME引脚上的电压跌落到低于0.5 V时，LCA和缓启动控制电路被重新使能，然后正常导通的电流斜坡随之而来。再次，在负载充电过程中OC信号导致的FLTTIME电容充电，直到下一个延迟周期过后。FLTTIME电容连续的充电和放电形成一个典型值为1%的重启占空比。如果故障消退(GATE引脚驱动高电平输出)，定时电容迅速放电，占空比操作停止，故障状态锁定复位。

需要注意的是，因为故障定时器在最初的慢速斜坡期间是被抑制的，所以实际上占空比略大于1%的标称值。然而，在这段时间里峰值电流只有最高限额的八分之一左右。正常斜坡和恒定电流期间的占空比约是1%。

定时器模块内的故障逻辑自动管理电容的充电和放电速率(DCHG信号)，以及使能GATE引脚的输出(ON信号)。对于TPS2391，故障告警在重启模式期间连续输出，直到故障状态被清除为止。

这两个热插拔控制器包含一个监控ISENS引脚电压的过载比较器。如果检测到Sense电压超过了100mV则故障定时器被旁路，故障状态被立即锁定，LCA被禁用，FET的栅极被迅速下拉。定时器模块有一个4-μs的尖峰脉冲过滤器，以帮助减少杂波干扰导致的OL信号输出。正如过流(OC)故障，TPS2390输出因锁定而关闭。对于TPS2391，过载(OL)故障导致定时器电容充电，启动故障重启定时。

3 TPS2309/1应用要点

图2

实际的电路组成如图2所示。如果需要两个或多个FET并联使用，每个FET的栅极都要分别串上10Ω左右的电阻与GATE引脚相连，并使每个FET的布线和其它参数保持一致以避免电路振荡。

由于内部LCA的限流作用，通过选择适当的检测电阻值可以很容易的设定所允许的最大负载电流。最大检测电阻值RSENSE可以用下面公式确定。

其中：

RSENSE是检测电阻值，单位为Ω。

IMAX是期望的最大电流限值，单位为A。

启动时斜坡电流的控制由CIRAMP的选择来实现。CIRAMP可以用下面公式确定，单位为μF。

其中：

RSENSE是检测电阻值，单位为Ω。

(di/dt)MAX是期望的最大电流变化率，单位为A/s。

故障定时器的超时时间由CFLTTIM来设定。超时时间内允许系统有运行中可能产生的杂散电流毛刺和浪涌，防止一些不确定的原因引起保护电路误动作。CFLTTIM可以用下面公式确定，单位为F。

其中：

IFLTTIM是充电电流(50 μA)。

t(max)是期望的最大超时时间，单位为s。

VCFLTTIM是标称电压4V。

功率FET的选择不仅要考虑正常启动时的情况，还要考虑到故障状态下的情况，要按最坏情况选择器件。根据前面确定的最大工作电流、最高工作电压、故障定时器的超时时间和工作环境温度，对应FET的安全工作曲线（SOA）寻找合适的FET。

4 结束语

这个由TPS2390/1作为控制器的热插拔电路经实际应用和测试符合设计预期，对受此电路保护的板卡在运行的系统中进行插拔时，不会影响其他板卡和设备的正常运行。模拟板卡损坏时，也可以保证系统中的其他板卡不受影响保持正常工作状态。

[1]TPS2390/TPS2391 Simple -48-V Hot Swap Controller Datasheet (SLUS471D), Texas Instruments Incorporated, January 2008

[2]Performance Comparison of Integrated Circuit Controllers for Hot Swap in Telecom Systems, Andrew Ripanti, July 2003