一种新型的移相式全桥软开关变换器

徐向华，张加胜，郝秀杰

（中国石油大学（华东）信息与控制工程学院，山东青岛266580）

一种新型的移相式全桥软开关变换器

徐向华，张加胜，郝秀杰

（中国石油大学（华东）信息与控制工程学院，山东青岛266580）

为了简化移相式全桥零电压零电流软开关（ZVZCS）变换器辅助电路的结构和控制，提出了一种新型的无源次级钳位软开关拓扑结构。新拓扑的辅助电路结构简单，无耗能元件，无需附加控制，性能优越，能在较宽负载范围内实现超前桥臂的ZVS和滞后桥臂的ZCS，有效地提高了变换器效率。给出了拓扑结构，详细分析了其软开关实现原理，并制作了样机，实验结果验证了新拓扑的正确性和可行性。

移相；全桥；零电压；零电流；无源次级钳位

1 引言

目前软开关技术［1］提高了变换器工作频率，减小了体积，降低了开关损耗，解决了硬开关引起的EMI等问题，进而被广泛用于中、大功率移相式全桥零电压零电流软开关（ZVZCS）变换器［2-13］中。

现有的该类变换器，采用添加辅助电路实现滞后桥臂的ZCS，取得了较好的效果，文献［5］利用辅助变压器和相应电路组成的有源次级钳位电路，稍显复杂，成本较高，而文献［6］采用的有源次级钳位电路，大大简化了辅助电路，有源开关管也工作在软开关状态，但仍需额外增加控制电路，重载时驱动电路的损耗［7］不应忽视。文献［8-9］利用输出耦合电感组成的辅助电路，重载时磁芯损耗较严重，而耦合电感的设计较困难。文献［10］通过变压器辅助绕组和整流管给次级钳位电容充电，辅助绕组增大了变压器体积和容量，轻载时实现滞后桥臂ZCS较困难。文献［11-12］由多个二极管和电容组成无源次级钳位电路，整流二极管电压应力较大，元件多，结构复杂。文献［13］采用次级倍流整流电路，结构简单，效果好，但需要2个输出电感交替工作，使单个电感利用率降低了一半。

本文提出了一种新型无源次级钳位软开关拓扑结构，辅助电路由2只二极管和1个钳位电容组成，能自适应电路工作情况实现超前桥臂的ZVS和滞后桥臂的ZCS，电路结构简单，无耗能元件，无需附加控制，二极管完全处于自然导通关断状态。新拓扑的正确性和可行性已通过样机验证。

2 变换器工作原理分析

图1为所提出的新型无源次级钳位移相式全桥零电压零电流软开关变换器，在原边向副边传递能量阶段，DL处于反向截止状态，钳位电容Cc通过输出滤波电感Lf和二极管DC充电。在原边续流阶段，DL自然导通，并在DC的共同作用下将输出滤波电感Lf短路，输出滤波电压Uo全部降落在变压器副边，并全部折射到原边漏感Llk两端，快速将原边电流复位。

图1 新型变换器拓扑Fig.1 Novel converter topology

为了便于分析：定义Q1，Q2为超前桥臂，Q3，Q4为滞后桥臂，C1，C2为超前桥臂并联电容，变压器变比 n=N1∶N21=N1∶N22，Uab为变压器原边电压，Uco为变压器副边电压，Urec为副边整流电压；假设输出滤波电感Lf足够大，可视为恒流源Io，输出滤波电容Co足够大，可视为恒压源Uo；变换器半周期内分为7个工作模式，对应工作波形如图2所示，假设变换器已经稳定工作。

图2 变换器工作波形Fig.2 Operation waveforms of the proposed converter

模式 1［t0—t1］：t0时刻之前，开关管 Q1已导通，变压器原边电流已复位，二极管DC和DL处于导通状态，Lf处于短路状态。t0时刻导通Q4之后，输入电压Uin全部作用在变压器原边，即Uab=Uin，由于漏感Llk的作用，原边电流ip不能突变，因此可认为Q4为零电流导通。之后ip按一定斜率开始上升，即：

同时DL与D6开始换流，iDL开始下降，即：

在此过程中，由于ip的上升和iDL的下降，使UCc缓慢上升至Cc峰值（若Cc容量足够大，可认为UCc为恒定值Uo），又因为此时Uco＜Uin/n，副边Uco被Cc钳位并跟随 UCc变化，即 Uco=Urec=UCc。

模式2［t1—t2］：t1时刻原边电流ip到达峰值，iDL减小到零，DL与D6换流结束，DL在零电流状态下自然关断，Lf退出短路状态，Cc退出钳位状态，并通过Lf和二极管DC继续充电。在此过程中变换器开始处于原边向副边完全能量传递阶段，即Uco=Urec=Uin/n，代入式（1）可得原边电流峰值：

模式3［t2—t3］：t2时刻给Q1关断信号，由于与其并联的电容C1电压不能突变，可认为Q1为零电压关断。之后，输出滤波电感Lf折射到原边作为恒流源参与Llk与C1和C2的谐振。由于此阶段很短且Lf足够大，可认为ip=Io/n恒定不变，ip从Q1支路中转移到C1和C2支路中，C2开始放电，C1开始充电，期间电荷转移量：

根据式（4）可得Uab的变化量：

根据式（5）可得：

由于Uab的下降，导致副边电压Uco以及副边整流电压Urec以Uab/n的速率变化，整个过程一直持续到Urec降到UCc为止。

模式4［t3—t4］：t3时刻，Urec下降到UCc，二极管DL零电压状态下自然导通，与D6开始第2次换流，Lf被短路，变压器副边再次被Cc钳位，即Uco=Urec=UCc，由于原边与副边的电压差作用在漏感Llk上，ip按式（7）开始下降：

iDL按式（2）开始上升。由于ip的下降和iDL的上升，Cc开始提供部分负载电流，使Cc的电压UCc迅速降至其谷值，由于此阶段很短ip变化不大，Uab仍按照式（6）速率继续下降至零。

模式 5［t4—t5］：t4时刻，Uab下降至零，C2被完全放电，二极管D2在零电压状态下自然导通，在此阶段任意时刻给Q2导通信号就是Q2的零电压导通。D2导通后，Uab=0，变压器的副边钳位电压UCc折射到原边全部作用在漏感Llk上，假设Cc容量足够大，Uco=Urec=UCc≈Uo，原边电流ip由D2和 Q4构成回路续流，并开始迅速下降，即：

iDL继续按式（2）上升。此过程中只要Cc的电压低于Co的电压，DC便在零电压状态下自动导通。

模式 6［t5—t6］：t5时刻ip下降至零，iDL到达峰值，原边电流被完全复位，D6在零电流状态下自然关断，与DL第2次换流结束，Uab=Uco=0，之后在整个过程中，DL完全续流，Urec=UCc，Cc提供全部的负载电流。

模式7［t6—t7］：t6时刻给Q4关断信号，由于原边电流ip已经完全复位，Q4关断就是Q4零电流关断。t7时刻，变换器开始进入下半个周期工作模式。

3 软开关条件

3.1 超前桥臂的ZVS

由于IGBT的结电容很小，为了减少关断损耗，在实现其零电压导通前提下结电容应尽量大，所以选择并联外接电容C1和C2。在t2—t4时间内，最小负载时，要保证输出电感Lf和漏感Llk参加原边谐振时有足够的能量使C1和C2完全充放电，同时应该保证上下桥臂死区时间td不小于Uab的下降时间t4-2。所以在忽略变压器匝间电容情况下，td和Iomin应满足下式：

3.2 滞后桥臂的ZCS

由于变压器副边采用无源钳位，减少了副边输出占空比丢失［14］，并抑制了副边电压过冲，提高了系统效率。为了使钳位电压稳定，要求钳位电容Cc应尽量大，但是实际上输出滤波电容Co也参与了原边电流复位，Co值已经足够大，并且考虑辅助回路环流不能过大，所以实际应用中Cc不用很大。假设Cc足够大，副边钳位时Uco=Urec=UCc≈Uo，为保证原边电流的完全复位，副边输出最大占空比应满足：

4 实验结果

在实验室内采用新拓扑试制了一台样机，参数为：输入电压Uin=530 V，输出电压Uo=50 V，额定输出功率P=0.8 kW，工作频率f=20 kHz，死区时间td=1 μs，IGBT并联电容C1=1 nF，C2=1 nF，变压器匝比n=6.6，变压器漏感Llk=4.7 μH，钳位电容Cc=1 μF，输出滤波电感Lf=346μH，输出滤波电容Co=1000μF。其中主开关管IGBT型号采用FGA25N120AND，二极管D5，D6，DC，DL型号采用S30L60，输入电压Uin由三相交流经二极管整流获得。

在50%负载情况下进行电压电流波形采样。图3为软开关波形，其中图3a和图3b分别为超前桥臂Q2的零电压导通和零电压关断的UGE和UCE波形，图3c和图3d分别为滞后桥臂Q4的零电流导通和零电流关断的UCE和iQ4波形。可以看出，两个桥臂都工作在软开关状态。图4为次级钳位波形，其中图4a为Uco和iQ4波形；图4b为Uco和Urec波形；图4c为Uco和iDL波形。可以看出，在原边电流上升阶段和下降阶段次级输出电压Uco有2个明显的台阶，此时二极管DL处于导通状态，说明了在这2个阶段Uco处于被Cc钳位状态，Cc对原边电流复位起了关键性作用，这和理论分析相吻合，很好地验证了新拓扑的正确性和可行性。

图3 软开关波形Fig.3 Soft switching waveforms

图4 次级钳位波形Fig.4 Secondary clamp waveforms

图5为根据不同负载所绘制的样机效率曲线，从图5中可以看出在较宽负载范围内样机效率大于85%，当接近满载时效率能保持在90%以上，说明新拓扑具有明显的实际意义。

图5 效率曲线Fig.5 Efficiency curve

5 结论

本文提出的变换器新拓扑，采用移相控制，超前桥臂在较宽负载范围内属于零电压导通和零电流导通，可认为导通损耗基本为零，由于其并联电容的作用，其关断虽然可认为零电压关断，但非零电流关断，所以还存在微弱的关断损耗。滞后桥臂在全负载范围内属于零电流导通和零电流关断，所以导通损耗和关断损耗基本为零。辅助回路中二极管都工作在自然通断状态，所以不存在硬开关的损耗，只存在微弱的通态损耗。与有源钳位相比，不存在有源管的驱动损耗问题。

另外，辅助电路由于钳位作用减少了副边输出占空比丢失，抑制了副边的电压过冲，电路简易可靠，辅助二极管与副边整流二极管相比，电压应力小，电流应力处于同一级别，钳位电容Cc能自适应电路工作模式，将变压器副边电压进行钳位实现滞后桥臂的ZCS。

综上，新型的变换器拓扑既提高了变换器的效率，又简化了辅助电路的结构和控制，适用于对数字化开关电源要求较高的场合。

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Novel Phase-shift Full-bridge Soft Switching Converter

XU Xiang-hua，ZHANG Jia-sheng，HAO Xiu-jie
（College of Information and Control Engineering，China University of Petroleum，Qingdao 266580，Shandong，China）

In order to simplify the structure and control of auxiliary circuit of phase-shift full bridge zero voltage zero current soft switching（ZVZCS）converter，a new type of secondary passive clamping soft switching topology was proposed.The auxiliary circuit of the new topology which improves the efficiency of the converter effectively，is simple in structure，has no energy consumption components，requires no additional control，possesses superior performance and is capable of achieving ZVS of leading-leg and ZCS of lagging-leg adaptively in a wide range of load.The topology was given，soft switching principle was analyzed in detail，prototype has been built and the experimental result verifies the correctness and feasibility of the new topology.

phase-shift；full bridge；zero voltage；zero current；secondary passive clamp

TM921

A

2013-09-18

修改稿日期：2014-02-02

山东省科技发展计划项目（2010GGX10714，2013GSF11607）

徐向华（1986-），男，在读硕士研究生，Email：hua_upc@126.com