一种新型多电平载波脉宽调制方法研究

戴鹏，吴斌，王钊，李高峰

（中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏徐州221008）

一种新型多电平载波脉宽调制方法研究

戴鹏，吴斌，王钊，李高峰

（中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏徐州221008）

为减少传统多电平载波脉宽调制方法所需要的三角载波数目，以二极管钳位式三电平逆变器为例，研究了一种新型多电平载波脉宽调制方法，同时将其推广应用于NPC/H桥5电平逆变器。该新型多电平载波脉宽调制方法所需要的三角载波数目仅是传统多电平载波脉宽调制方法的一半，同时，该方法的三角载波和调制波全都位于零参考轴之上，更易于DSP编程实现，且可推广到更多电平。搭建NPC/H桥5电平实验平台，采用对称规则采样法对该方法进行实验验证，实验结果验证了该新型多电平载波脉宽调制方法在整个线性调制区内的正确性和可行性。

二极管钳位式三电平；NPC/H桥5电平；新型载波脉宽调制；对称规则采样法

1 引言

与传统两电平逆变器相比，多电平逆变器具有诸如：可使用较低耐压等级的功率开关组合输出更高的电压等级；开关器件工作在基频以下，开关损耗小；输出电压的du/dt较小，EMI干扰小；输出波形谐波性能更好等优点，在大功率、高电压等场合得到了越来越广泛的应用［1］。

多电平逆变器的PWM控制技术是多电平逆变器研究中的重要环节之一，主要有载波脉宽调制法（CBPWM）和空间矢量脉宽调制法（SVPWM）。SVPWM法的直流电压利用率相对较高且更易于数字化实现，但由于涉及开关矢量选择、作用时间计算、开关序列分配等繁琐步骤［2］，一般应用于5电平以下的拓扑中。而CBPWM法只要简单地用调制波与载波进行比较便可生成开关管驱动信号，更适用于多电平拓扑结构。传统多电平载波脉宽调制方法主要有载波层叠法［3-6］、载波移相法［3，7］、开关频率优化法［6-8］及混合法［9-11］等。载波层叠法是将载波垂直分布，包括同相层叠、交替反相层叠和正负反相层叠3种，该方法和载波移相法一样都可消除一些特定次数的谐波，但并未考虑中点电位平衡控制。开关频率优化法和载波层叠法类似，只是在正弦调制波中注入了零序分量，与载波层叠法相比具有较好的中点电位平衡能力，直流电压利用率高（调制度可达1.15），同时减少了低次谐波含量，但该方法只可用于三相系统。混合法综合了前3种方法各自的优点，因而输出波形效果更加良好。

上述各种传统多电平载波脉宽调制方法均需要多个三角载波，为减少传统多电平逆变器载波脉宽调制法所需要的三角载波数目，本文研究了一种新型多电平载波脉宽调制方法。该方法相对于传统多电平载波脉宽调制法只需要一半数目的单极性三角载波，同时，三角载波和调制波都位于零参考轴之上，因而更易于数字化编程实现。本文将该新型多电平载波脉宽调制方法应用于二极管钳位式三电平和NPC/H桥5电平逆变器中，仿真和实验结果验证了该新型脉宽调制方法在整个线性调制区内的正确性和可行性。

2 逆变器拓扑结构及其工作原理

二极管钳位式三电平逆变器的拓扑结构是由A.Nabae，H.Akagi等人于20世纪80年代初提出的，其拓扑如图1所示［12］，每相桥臂有3种输出状态。以A相为例，其桥臂有4个开关器件（含续流二极管），2个钳位二极管和2个均压电容。

图1 二极管钳位式三电平逆变器拓扑Fig.1 Topology of diode clamped three-level inverter

当Sa1，Sa2导通，Sa3，Sa4关断时，该相输出端电压等于P点电位为0.5Udc；当Sa2，Sa3导通，Sa1，Sa4关断时，该相输出端电压等于O点电位为0；当Sa3，Sa4导通，Sa1，Sa2关断时，该相输出端电压等于N点电位为-0.5Udc。

2.2 NPC/H桥5电平逆变器

多电平逆变器的拓扑结构主要有钳位式（二极管钳位或电容钳位）和H桥级联式。钳位式多电平逆变器需要大量钳位二极管或钳位电容，并且要保持直流侧分压电容的电压平衡；H桥级联式虽无需考虑电容电压平衡问题，但是需要多路独立直流电源。针对上述两种逆变器的优缺点，有学者［13］提出了由2个二极管钳位式三电平桥臂组成的NPC/H桥级联式功率单元拓扑，如图2所示。

图2 单相NPC/H桥5电平逆变器拓扑Fig.2 Topology of single phase NPC/H-bridge five-level inverter

图2中，每一相有8个主开关管（含续流二极管）、4个钳位二极管和2个分压电容，平均每个主开关器件所承受的电压为0.25Udc。其输出电压uA12为左右两桥臂中点A1和A2的输出电压之差，通过开关导通时间的不同搭配，可以输出Udc，0.5Udc，0，-0.5Udc，-Udc5个电平。其开关状态与输出电压的关系由表1给出（1表示开通，0表示关断）。

表1 开关状态与输出端电压Tab.1 Switch state and output voltage

3 新型多电平载波脉宽调制方法

3.1 新型三电平载波脉宽调制方法

开关频率优化脉宽调制法的调制波是通常的三相正弦波注入零序分量后所得到的，零序分量和三相调制波的计算公式如下式所示：

式中：k=A，B，C；ma为调制度，0≤ma≤1.15。

基于中介效应模型，如果自变量X不仅直接对因变量Y产生影响，而且还通过中介变量M间接对Y产生影响，那么M就是X对Y影响的作用渠道。金融发展(FD)是本文的中介变量M。回归模型(1)已经考察了金融开放对经济增长的总影响，为了验证金融开放是金融发展对经济增长的间接影响渠道，提出回归模型(3)

对于三电平逆变器，如果只用1个载波，那就要用2个调制波与之比较以产生2路独立的驱动信号。为了获得2个调制波信号，将式（1）的零序电压分量一分为二；同时利用调制波在竖直方向的自由度，将调制波幅值限制在载波幅值范围之内，便有了本文的新型三电平载波脉宽调制方法。本文新型多电平载波脉宽调制方法的调制波计算公式如下式所示：

其中

A相调制波的数学表达式如下式所示：

B，C两相的调制波数学表达式与之类似，相位依次相差2π/3 rad。

以二极管钳位式三电平逆变器为例，新型三电平载波脉宽调制方法的载波为幅值vC=1，频率fc=1 kHz的单极性三角波。当调制度ma=1时，A相桥臂载波与调制波分布如图3所示。由图3可知vAN与vAP波形形状相同，只是刚好颠倒且相移了πrad。

以A相桥臂为例，其调制原理为：当vAP＞vC时，开关器件Sa1导通，Sa3关断；当vAN≥vC时，开关器件Sa2导通，Sa4关断。开关器件Sa1和Sa2的脉冲信号如图4所示。

图3 ma=1时，调制波与载波分布Fig.3 Distributionofmodulationsignalandcarrierwhenma=1

图4 Sa1和Sa2的脉冲信号Fig.4 Pulsing signals of Sa1and Sa2

3.2 新型5电平载波脉宽调制方法

文献［9］指出中点钳位（NPC）三电平桥臂内只能采用载波层叠脉宽调制，而H桥的桥臂间和各H桥之间则既可以采用载波层叠脉宽调制也可以采用载波移相脉宽调制。基于这一原理，本文的新型5电平载波脉宽调制方法采用一种基于载波层叠和载波移相的混合法，即使用2个相同幅值且相位相差πrad的单极性三角载波，其中，vc1的相位为0，vc2的相位为π rad，其幅值都为1，当调制度ma=0.8时，A相载波与调制波分布如图5所示。

图5 调制波与载波分布Fig.5 Distribution of modulation signals and carrier

以A相桥臂为例，其调制原理为：当vAP＞vc1时，开关器件Sa1导通，Sa3关断；当vAN≥vc1时，开关器件Sa2导通，Sa4关断；当vAP＞vc2时，开关器件Sa8导通，Sa6关断；当vAN≥vc2时，开关器件 Sa7导通，Sa5关断。

4 仿真及实验验证

4.1 仿真分析

在Matlab/Simulink仿真环境下，搭建基于该调制策略的三电平和5电平模型。模型参数为：Udc=200 V，C1=C2=4700 μF，三相对称阻感负载R=10 Ω，L=15 mH，载波频率fc=1 kHz。图6为三电平调制度ma=0.8时，A相输出电压uAO和AB两相之间线电压uAB的仿真波形。图7和图8分别为5电平调制度ma=0.8和ma=0.4时，C相输出电压uCO和AC两相之间线电压uAC的仿真波形。

图6 三电平仿真电压波形Fig.6 Simulation voltage waveforms of three-level

图7 C相输出电压uCO仿真波形Fig.7 Simulation voltageuCOwaveforms of phase C

图8 线电压uAC仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of line voltageuAC

文献［3］指出传统多电平的各种载波脉宽调制方法中，载波同相层叠法的输出波形谐波最小。为分析比较该新型多电平载波脉宽调制方法与传统方法输出电压的谐波性能，以二极管钳位式三电平为例，表2列出了调制度ma=0.6～1时，分别采用载波同相层叠法（PD）、开关频率优化法（SFO）和新方法uAB的基波幅值和谐波含量。

表2 不同调制度下uAB波形性能比较Tab.2 Performance comparison of uABin different modulation index

由表2可以看出，新型多电平载波脉宽调制方法与另外两种方法相比，随着调制度的提高，它们的基波幅值相同；新方法的谐波含量逐渐变大，而另外两个方法则恰好相反，在低调制度时（ma=0.6～0.8），新方法的谐波含量与它们相差不大，而在高调制度时（ma=0.9～1），则相差甚大。同时新方法的最大调制度为1，达不到开关频率优化法的1.15，是新方法的不足之处。

4.2 实验验证

基于TMS28335 DSP和FPGA搭建NPC/H桥5电平实验平台，采用对称规则采样法进行实验验证。DSP用来产生12路独立的驱动脉冲；FPGA采用Spartan3系列的XC3S400 FPGA，FPGA主要用于完成死区产生、故障保护、脉冲扩展等操作，实验的死区时间设置为5 μs，开关频率为1 kHz。主电路直流侧采用6个3 800 μF/450 V的电解电容，加在2个分压电容两端的直流电压源由工频交流电经隔离变压器变压再经过不控整流得到，开关管采用IKW40N120T2型IGBT，驱动芯片采用HCPL316J；吸收电路为RCD型，电阻为10 Ω，27 kJ，电容为0.47 μF的无感电容，二极管采用MUR860超快恢复二极管；负载选择Y型连接的三相对称阻感负载，电阻值为10 Ω，电感值为15 mH。

图9和图10分别为当直流电压源电压Udc=40 V，调制度ma=0.8和ma=0.4时，C相输出电压uCO和AC两相之间线电压uAC的实验波形。

图9 C相输出电压uCO实验波形Fig.9 Experimental voltageuCOwaveformforms of phase C

图10 线电压uAC实验波形Fig.10 Experimental waveforms of line voltageuAC

5 结论

针对传统多电平载波脉宽调制方法需要多个三角载波的缺点，提出了一种新型多电平载波脉宽调制方法。该方法所需的载波数目只有传统方法的一半，且所有载波和调制波都位于零参考轴之上，因而更易于DSP编程，在减少了存储空间的同时提高了系统运行速度。最后，同时通过Matlab仿真和搭建NPC/H桥5电平逆变器实验平台对该方法进行了仿真和实验验证。仿真和实验结果表明了该方法在整个线性调制区内的正确性和可行性。但是，在较高调制度时，该方法的谐波性能不如传统方法好，如何减小输出电压谐波含量并提高调制度还有待进一步研究。

［1］ 王广柱.二极管箝位式多电平逆变器直流侧电容电压不平衡机理的研究［J］.中国电机工程学报，2002，22（12）：111-117.

［2］ Yao Wenxi，Hu Haibing，Lu Zhengyu.Comparisons of Spacevector Modulation and Carrier-based Modulation of Multilevel Inverter［C］//IEEE Trans.on Power Electronics，2008：45-51.

［3］ 周京华，杨振，苏彦民.多电平逆变器多载波PWM调制策略的研究［J］.电气传动，2005，35（1）：23-27.

［4］ 周京华，吴理心，章小卫，等.多电平逆变器多载波调制策略的谐波分析［J］.电机与控制学报，2011，15（5）：63-70.

［5］ 冯纪归，胡存刚，李国丽，等.三电平NPC逆变器载波层叠PWM控制方法的研究［J］.电力电子技术，2008，42（11）：1-2，5.

［6］ 王鸿雁.多电平逆变器载波PWM控制方法的仿真研究［J］.电源技术应用，2002，5（8）：370-373.

［7］ 姚文熙，吕征宇，胡海兵.三电平H桥级联逆变器载波移相脉宽调制方式［J］.浙江大学学报：工学版，2008，42（8）：1330-1334.

［8］ 赵慧杰，钱照明，李骏，等.载波PWM方法三电平逆变器中点电位控制研究［J］.电力电子技术，2007，41（3）：28-30.

［9］ 胡书举，李建林，许洪华.基于电容箝位五电平H桥的逆变器应用［J］.高电压技术，2008，34（9）：1932-1936.

［10］ 张颖，李崇坚，朱春毅，等.三电平H桥级联型逆变器［J］.电工技术学报，2011，26（5）：78-82.

［11］ 胡书举，李建林，许洪华.一种二极管箝位五电平H桥逆变器的应用［J］.变流技术与电力牵引，2008，15（4）：20-24.

［12］ Nabae A，Takahashi I，Akagi H.A New Neutral Point Clamping PWM Inverter［J］.IEEE Trans.on Industrial Application，1981，17（5）：518-523.

［13］ LAI Jihsheng，PENG Fangcheng.Multilevel Converters— a New Breed of Power Converters［J］.IEEE Trans.on Industry Applications，1996，32（3）：509-517.

Novel Multilevel Carrier-based Pulse Width Modulation Method

DAI Peng，WU Bin，WANG Zhao，LI Gao-feng
（School of Information and Electrical Engineering，China University of Mining and Technology，Xuzhou 221008，Jiangsu，China）

In order to reduce the number of triangular carrier used in the traditional multilevel carrier-based pulse width modulation methods，taking three-level diode clamped inverter for instance，a novel multilevel carrier-based pulse width modulation method was presented，and then applied it to NPC/H-bridge five-level inverter.The required number of triangular carrier for this novel multilevel pulse width modulation is half less than that of the traditional ones.At the same time，all the triangular carrier and modulation wave are located above the zero reference axis，so it is easier for DSP programming and implemented.Meanwhile，this method can be easily extended to more levels.Symmetry rule sampling method was adopted in the NPC/H-bridge five-level inverter experimental platform and the experimental results verify the correctness and feasibility of the proposed novel multilevel carrier-based pulse width modulation method in the total linear modulation region.

diode clamped three-level；NPC/H-bridge five-level；novel carrier-based pulse width modulation；symmetry rule sampling method

TM464

A

2013-07-08

修改稿日期：2014-02-12

国家863高技术基金项目（2011AA050403）

戴鹏（1973-），男，副教授，Email：13329285666@189.cn