航天用带耦合电感的电流连续型推挽类拓扑研究

陈 骞 郑琼林 李 艳

（北京交通大学电气工程学院 北京 100044）

1 引言

电流连续型直流变换器是指任意时刻输入输出电流均大于零的变换器，相比于一侧电流断续的传统直流变换器，电流连续型直流变换器具有以下优点[1,2]：

（1）降低电磁干扰，提高系统的电磁兼容性能。

（2）减小滤波元件的体积，提高功率密度和动态响应特性。

（3）减小电流应力，提高电路效率。

（4）利于准确检测和反馈电流信号，提高均流度和遥测精度。

电源控制器（Power Conditioning Unit,PCU）是卫星上的太阳能电池阵-蓄电池混合供电系统，它为卫星上所有负载提供能量。根据母线电压调节方式的不同，PCU 可以分为全调节母线、部分调节母线和不调节母线三种，其中全调节母线的PCU 属于三域调节系统，所谓三域调节指的是 PCU 在S3R(sequential shunt switching regulation)域、BDR域和BCR 域内均能实现对母线电压的精确控制[3-9]，因此母线电压品质最优。PCU 系统中蓄电池与母线共地，同时为延长蓄电池寿命，满足0.5%的母线电压纹波要求，BDR、BCR 一般不采用一侧电流断续的传统 DC-DC 拓扑，而选用非隔离电流连续型DC-DC 变换器。

Add on smart、Superboost 均属于非隔离电流连续型拓扑。由于主电路不含变压器，Superboost 拓扑[10,11]具有较小的体积和较高的效率，但是其MOS管的导通损耗和开关损耗较高，主电路传递函数为四阶系统，且含有右半平面零点，因此其控制系统设计繁琐；此外Superboost 的MOS 管S 极电位低于-5V，不能使用IR2110 等常见的驱动芯片，因此驱动设计复杂。而Add on smart[12]虽然为二阶系统控制简单，但属于两级式的变换器，且器件数较多，损耗较大，很难满足效率要求。为了结合上述两种拓扑的优点，同时避免其缺点，传统Weinberg 变换器于1992 年首次提出[13]，经过近十年的研究和发展，被广泛应用于PCU 系统中。传统Weinberg 变换器的输入输出电流连续，其中输入电流呈脉冲状，输出电流在开关管开通时电流的平均值等于关断时的平均值，在本文中称之为低纹波电流。此外该拓扑还具有变压器不易偏磁、控制系统易于设计、效率较高等优势[14-16]。

从传统Weinberg 拓扑上看，改变耦合电感的接法、推挽单元的结构以及耦合电感与推挽单元的连接方式可以衍生出许多不同的拓扑，因此本文提出了基于耦合电感的电流连续型推挽类拓扑的概念，该类拓扑属于升压型拓扑。相比于单电感拓扑，此类拓扑具有以下优点：

（1）保证相同的电感量的情况下耦合电感的体积更小，重量更轻，效率更高，这在航天领域尤为可贵。

（2）电路组成更灵活，可以根据不同要求选择合适的拓扑，选择空间更大。

（3）部分拓扑只需改变匝比即可实现输入电流低纹波或者输出电流低纹波，既可用于BDR 也可用于BCR 场合。

为提高效率、减小脉动电流的纹波以及针对不同功率等级PCU 中的BDR和BCR 提供最优拓扑选择，本文着重研究带耦合电感的电流连续型推挽拓扑的推衍方法以及特性。

2 五种非隔离型推挽单元

图1 为传统推挽式变换器，该拓扑为隔离型拓扑。为得到非隔离型推挽变换器，将传统推挽单元的变压器二次中抽H 连接至电源输入正端，输入输出共地，得到I 类推挽单元[17]，如图2a 所示。将变压器二次中抽H 连接至推挽单元的E 端，并将二极管分别连接至MOS 管的VD 极得到II 类推挽单元[13]，即为Weinberg 拓扑的推挽单元，如图2b 所示。在II 类推挽单元的基础上增加两个变压器绕组，并改变二极管、MOS 管与变压器的接法以改变输入输出电压的关系，从而得到III、IV 类推挽单元[12,17]，如图2c和图2d 所示。也可将变压器二次中抽直接连至输入地端得到V 类推挽单元，如图2e 所示。

图1 传统推挽式变换器Fig.1 Traditional push-pull converter

图2 五种新型推挽单元Fig.2 Five kinds of new push-pull cell

I、V 类推挽单元的变压器一二次固定，MOS管与变压器的一次相连；II、III、IV 类推挽单元的变压器一二次由Q1、Q2的开关时序决定，当Q1导通时Ns为一次，当Q2导通时Np为一次，MOS 管对称分布在变压器的一次和二次。如果变压器的匝比不为1，推挽单元I、V 只需要分析两种模态，而推挽单元II、III、IV 则需要分析三种模态。

3 拓扑的基本结构

基于耦合电感的电流连续型推挽类拓扑的基本结构如图3 所示，主要由输入电源、耦合电感、推挽变换单元、续流二极管、电容以及负载构成。不论Q1、Q2关断还是导通，耦合电感的一次始终流过电流保证输入电流连续。当Q1或Q2导通时，负载电流由推挽单元提供；当Q1和Q2关断时，负载电流由续流二极管提供，因此推挽单元与续流二极管相互配合使得输出电流连续。只需适当调节耦合电感与变压器的匝比即可实现一侧电流低纹波，可见耦合电感、续流二极管和推挽单元是基于耦合电感的电流连续型推挽类拓扑的核心。

图3 基于耦合电感的电流连续型推挽拓扑的基本结构Fig.3 General structure of continuous current push-pull based topology with coupling inductor

耦合电感有正反两种接法，如图4 所示。每种耦合电感与外部电路有六种连接方法，见表1。但组合1 与组合6 等效，组合2 与组合5 等效，组合3 与组合4 等效。因此每种推挽单元的拓扑族包含6 种拓扑，五种推挽单元一共是30 种拓扑。

图4 三端子耦合电感Fig.4 Three-terminal coupling inductor

表1 三端子耦合电感与外部电路的六种连接方法Tab.1 Six ways of configuring three-terminal coupling inductor to external circuit

4 五类推挽单元拓扑族的生成

根据以上所述的拓扑生成原则，可以得到各类推挽单元的拓扑族，见表2，其中除了拓扑IIa-1[13]和IIb-3[16]由前人提出，其余拓扑均为首次提出的新拓扑。拓扑Ia-3、IIa-3、IIIa-3、IVa-3、Va-3 由于耦合电感无法续流，不能正常工作，因此不在本文的讨论范围之内。下面根据推挽单元的不同，分别研究各类推挽单元拓扑族的特性。下文各类拓扑中的耦合电感匝比定义为N1=Np1/Ns1，变压器匝比定义为N2=Np/Ns，Q1或Q2导通时流过耦合电感的电流定义为i1。

表2 基于耦合电感的电流连续型推挽类拓扑图的编号Tab.2 Figure numbers for continuous current push-pull based topology with coupling inductor

4.1 I 类推挽单元的拓扑族

I 类推挽单元的拓扑族如图5 所示。相比于传统的电流馈电式推挽拓扑，该族拓扑通过增加一只续流二极管VD，使耦合电感直接通过VD 向负载续流，从而保证输入和输出电流连续。

图5 I 类推挽单元拓扑族电路结构Fig.5 Circuit configurations with I type push-pull cell

对于拓扑Ia-1，输入电流不可能实现低纹波，输出电流要实现低纹波必须满足N2=N1/(N1+1)，此时输入电流呈脉冲状，且高值为(2N1+1)i1/(N1+1)，低值为N1i1/(N1+1)，输入输出电压关系满足Vout=(2N1D+N1+2D)Vin/N1。

要使拓扑 Ia-2 的输入电流为低纹波需满足N2=1/N1，此时输出电流呈脉冲状，且高值为(N1+1)i1/N1，低值为i1/N1，输入输出电压关系满足Vout=(N1+1)Vin/(N1+1-2N1D)；要使输出电流低纹波需满足N2=(N1+1)/N1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为(2N1+1)i1/N1，低值为(N1+1)i1/N1，输入输出电压关系满足Vout=(2N1D+N1+1)Vin/(N1+1)。

为保证拓扑Ib-1 的耦合电感在Q1或Q2导通时处于充电状态，在Q1和Q2关断时处于放电状态，需使N1＞1。要使输入电流低纹波需满足N2=1/(N1-1)，此时输出电流呈脉冲状，且高值为N1i1/(N1-1)，低值为i1/(N1-1)，输入输出电压关系满足Vout=N1Vin/(N1-2DN1+2D)；要使输出电流低纹波需满足N2=N1/(N1-1)，此时输入电流呈脉冲状，且高值为(2N1-1)i1/(N1-1)，低值为N1i1/(N1-1)，输入输出电压关系满足Vout=(2N1D-2D+N1)Vin/N1。

对于拓扑Ib-2，为保证Q1或Q2导通时耦合电感处于充电状态，需使N1＞1。该拓扑输入电流不可能实现低纹波，而输出电流要实现低纹波必须满足N2=(N1-1)/N1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为(2N1-1)i1/N1，低值为(N1-1)i1/N1，输入输出电压关系满足Vout=(2N1D+N1-1)Vin/(N1-1)。

对于拓扑 Ib-3，要使输入电流低纹波需满足N1=N2+1，此时输出电流呈脉冲状，且高值为N1i1，低值为(N1-1)i1，输入输出电压关系满足Vout=N1Vin/(N1-2D)；要使输出电流低纹波需满足N2=N1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为(N1+1)i1，低值为N1i1，输入输出电压关系满足Vout=(2D+N1)Vin/N1。

4.2 II 类推挽单元的拓扑族

II 类推挽单元的拓扑族如图6 所示。其中拓扑IIa-1 为最早提出的Weinberg 变换器，拓扑IIa-2、IIb-1 由于耦合电感的续流回路不经二极管VD，因此可以等效为图10 中的拓扑A。拓扑A 只能实现输入电流低纹波，为满足Q1、Q2导通时电感电流的变化量相等，需保证N2=1，此时输出电流高值为i1，低值为0.5i1，输入输出电压关系为Vout/Vin=1/(1-D)。令续流二极管VD 的阳极电压为VVD+，变压器一二次共同连接点电压为Vct，耦合电感一次电压为Vp1，二次电压为Vs1。

图6 II 类推挽单元拓扑族电路结构Fig.6 Circuit configurations with II type push-pull cell

图7 III 类推挽单元拓扑族电路结构Fig.7 Circuit configurations with III type push-pull cell

图8 IV 类推挽单元拓扑族电路结构Fig.8 Circuit configurations with IV type push-pull cell

图9 V 类推挽单元拓扑族电路结构Fig.9 Circuit configurations with V type push-pull cell

图10 图6b、图6d和图6f 的等效拓扑AFig.10 Equivalent topology A of Fig.6b、Fig.6d and Fig.6f

拓扑IIa-1 的输入电流不可能实现低纹波，而输出电流要实现低纹波必须满足N2=N1=1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为0.5i1，输入输出电压关系满足Vout=(1+2D)Vin。

拓扑 IIa-2 中续流二极管 VD 的阳极电压VVD+=Vin+Vp1，变压器共同连接点的电压Vct=Vin+Vp1(1+1/N1)，因此Vct＞VVD+，电感电流直接经过变压器一二次续流，该拓扑可以等效为拓扑A。

为保证拓扑IIb-1 的二极管VD 正常续流，需在Q1或Q2导通时满足VVD+＜Vout。当Q2导通时，可见该拓扑能正常工作的前提是N1＞1，此时该拓扑可以等效成拓扑A。

对于拓扑IIb-2，为保证耦合电感在Q1或Q2导通时处于充电状态，在Q1和Q2关断时处于放电状态，需使N1＞1。该拓扑输入电流不可能实现低纹波，而输出电流要实现低纹波必须满足N1=2N2=2，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为0.5i1，输入输出电压关系满足Vout=(1+2D)Vin。

要使拓扑 IIb-3 的输入电流为低纹波需满足N1=N2=1，此时该拓扑可以等效为拓扑 A；要使输出电流低纹波需满足N2=2N1=1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为0.5i1，输入输出电压关系满足Vout=(1+2D)Vin。

4.3 III 类推挽单元的拓扑族

III 类推挽单元的拓扑族如图7 所示。其中拓扑IIIa-2、IIIb-1 由于耦合电感的续流回路不经二极管VD，因此可以等效为图11 中的拓扑B。拓扑B 只能实现输入电流零纹波，为满足稳态时一个等效开关周期内的电感电流正向变化量与负向变化量相等，需满足N2=1，此时输出电流高值为i1，低值为2i1/3，输入输出电压关系为Vout/Vin=1/(1-2D/3)。

图11 图7b、图7d、图7f 的等效拓扑BFig.11 Equivalent topology B of Fig.7b、Fig.7d、Fig.7f

拓扑IIIa-1 的输入电流不可能实现低纹波，而输出电流要实现低纹波必须满足N1=2N2=2，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为2i1/3，输入输出电压关系满足Vout=(1+D)Vin。

拓扑IIIa-2 可以等效为拓扑B。

对于拓扑IIIb-1，为保证二极管VD 正常续流，需在Q1或Q2导通时满足VVD+＜Vout。当Q2导通时，Vct=可见该拓扑能正常工作的前提是N1＞1，此时该拓扑可以等效成拓扑B。

为保证拓扑IIIb-2 的耦合电感在Q1或Q2导通时处于充电状态，在Q1和Q2关断时处于放电状态，需使N1＞1。该拓扑输入电流不可能实现低纹波，而输出电流要实现低纹波必须满足N1=3N2=3，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为2i1/3，输入输出电压关系满足Vout=(1+D)Vin。

对于拓扑IIIb-3，要使输入电流低纹波需满足N1=N2=1，此时该拓扑可以等效为拓扑B；要使输出电流低纹波需满足N2=1.5N1=1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为2i1/3，输入输出电压关系满足Vout=(1+D)Vin。

4.4 IV 类推挽单元的拓扑族

IV 类推挽单元的拓扑族如图8 所示。其中拓扑IVa-2、IVb-1 由于耦合电感的续流回路不经二极管VD，因此可以等效为图12 中的拓扑C。拓扑C 只能实现输入电流零纹波，为满足稳态时一个等效开关周期内的电感电流正向变化量与负向变化量相等，需满足N2=1，此时输出电流高值为i1，低值为i1/3，输入输出电压关系为Vout/Vin=1/(1-4D/3)。

图12 图8b、图8d、图8f 的等效拓扑CFig.12 Equivalent topology C of Fig.8b、Fig.8d、Fig.8f

拓扑IVa-1 的输入电流不可能实现低纹波，而输出电流要实现低纹波必须满足N2=2N1=1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为i1/3，输入输出电压关系满足Vout=(1+4D)Vin。

拓扑IVa-2 可以等效为拓扑C。

为保证拓扑IVb-1 的二极管VD 正常续流，需在Q1或Q2导通时满足VVD+＜Vout。当Q2导通时，可见该拓扑能正常工作的前提是N1＞1，此时该拓扑可以等效成拓扑C。

为保证拓扑IVb-2 的耦合电感在Q1或Q2导通时处于充电状态，在Q1和Q2关断时处于放电状态，需使N1＞1。该拓扑输入电流不可能实现低纹波，而输出电流要实现低纹波必须满足N2=2N1/3=1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为i1/3，输入输出电压关系满足Vout=(1+4D)Vin。

对于拓扑IVb-3，要使输入电流低纹波需满足N1=N2=1，此时该拓扑可以等效为拓扑C；要使输出电流低纹波需满足N2=3N1=1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为i1/3，输入输出电压关系满足Vout=(1+4D)Vin。

4.5 V 类推挽单元的拓扑族

图9 为V 类推挽单元的拓扑族。与I 类推挽拓扑不同的是V 类推挽拓扑将变压器二次中抽连接至一次的地端。由于MOSFET 开通和关断时流过耦合电感的电流不相等，因此V 类推挽拓扑的输入电流不可能实现低纹波。

拓扑Va-1 的输出电流要实现低纹波必须满足N2=N1/(N1+1)，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为N1i1/(N1+1)，输入输出电压关系满足Vout=(1+2D/N1)Vin。

拓扑Va-2、Vb-1 的输入电流、输出电流均不能实现低纹波。

对于拓扑Vb-2，为保证Q1或Q2导通时耦合电感处于充电状态，需使N1＞1。要使输出电流为低纹波需满足N2=(N1-1)/N1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为(N1-1)i1/N1，输入输出电压关系满足Vout=[1+2D/(N1-1)]Vin。

对于拓扑Vb-3，为保证耦合电感正常充放电，需使N1＜1。要使输出电流低纹波需满足N2=N1，此时输入电流呈脉冲状，且高值为i1，低值为N1i1，输入输出电压关系满足Vout=(1-2D+2D/N1)Vin。

5 拓扑选择与应用

5.1 拓扑规律总结

根据以上分析总结出的规律如下：

（1）耦合电感a 为正接，耦合电感b 为反接，为实现相同的电流纹波，耦合电感b 的匝数、体积和重量高于耦合电感a。因此基于耦合电感a 的拓扑的功率密度更大。

（2）与其他几种组合不同，在所有基于耦合电感b 的五种推挽单元的拓扑族中，组合3、4 的耦合电感一二次不可能同时流过电流，因此为实现相同的电流纹波，其耦合电感的匝数、体积和重量比组合1、2、5、6 的小。在所有拓扑中，基于耦合电感b，且组合为3、4 的推挽拓扑的耦合电感导通损耗最小。

（3）在所有基于耦合电感a 的五种推挽单元的拓扑族中，组合3和4 得到的拓扑是不能正常工作的，这是因为当Q1和Q2关断时，续流二极管VD的阳极电压VVD+=Vin-Vs1＜Vout，因此续流二极管不能导通，耦合电感没有续流回路。

（4）在所有基于耦合电感b 的五种推挽单元的拓扑族中，组合1、6、2、5 得到的拓扑若能正常工作必须满足N1＞1。由于耦合电感b 为反接，为防止耦合电感一二次串联运行时感值过小，一般将N1取为大于2。

（5）由于II、III、IV 类推挽单元一二次不固定，为保证Q1、Q2导通时电感电流的变化量相等，需满足N2=1，而I 类推挽单元一二次固定，因此输入或输出电流为低纹波时，N1、N2并不是确定的值。

（6）II、III、IV 类推挽单元的拓扑族中，III 类推挽单元拓扑族的Vout/Vin变化范围较小，IV 类推挽单元拓扑族的Vout/Vin变化范围较大，II 类推挽单元拓扑族则介于两者之间。根据应用场合的不同，可以选取合适的拓扑。

（7）由于II、III、IV 类推挽单元从本质上看是一样的，因此其生成的拓扑族也具有相似的特性。在基于耦合电感a 的拓扑中，组合2、4 始终满足Vct＞VVD+，因此耦合电感只通过变压器一二次续流，而不经过二极管，此时拓扑可以等效为单电感拓扑。在基于耦合电感b 的拓扑中，要使组合1、6、2、5正常工作，需满足N1＞1，此时基于组合1、6 的拓扑可以等效为单电感拓扑；组合3、4 的耦合电感若要通过续流二极管VD 续流，需满足N1＜1，当组合3、4 的输入电流为低纹波时，拓扑可以等效为单电感拓扑。等效得到的单电感拓扑只能实现输入电流低纹波，而无法实现输出电流低纹波。

5.2 PCU 系统中的应用

PCU 采用三域控制，根据母线侧电流的不同将主误差放大器的输出电压信号从小到大划分成三个控制域，分别对应为BDR 域、BCR 域、S3R 域，实现统一控制。在三个控制域之间设置有死区，从而保证域间正常切换。为精确控制，以母线侧电流为低纹波作为BDR、BCR 拓扑的选择标准。本文研究的推挽类拓扑为升压拓扑，因此输入电流连续的拓扑适用于蓄电池电压高于母线电压PCU 系统中的BCR，输出电流连续的拓扑适用于蓄电池电压低于母线电压PCU 系统中的BDR。依据上述分类原则，将图5～图9 中的所有拓扑分成两类。

表3、表4 分别列出了适用于BDR和BCR 的非隔离电流连续型推挽类拓扑的特性。表3 中的最小Vbat和表4 中的最大Vbat均是在母线电压为42V，开关管最大占空比为0.5 的条件下求得。

6 试验结果

现有的PCU 系统蓄电池电压Vb为20～32V，母线电压为42V，考虑到该系统需要较大的电压增益，传统的Weinberg 拓扑无法达到，在所有提出的拓扑中只有输入输出电压关系满足Vout=(1+4D)Vin的拓扑才能满足系统的需要。为验证理论分析的正确性，本文研制基于拓扑IVa-1 的试验样机。由于拓扑IVa-1 的输入电流不可能实现低纹波，因此该拓扑只适用于BDR。试验样机的参数如下：负载电流iload范围：1～8A，耦合电感：一次自感15μH，二次自感60μH，互感29.6μH，变压器匝比：1:1:1:1，母线电容600μF，开关频率100kHz，MOSFET 型号：FB260N，二极管型号：30CPQ150。

表3 适用于BDR 应用场合的变换器的特性比较(Vbat=Vin,Vbus=Vout=42V,Dmax=0.5)Tab.3 Performance comparison of regulators for battery discharge application

表4 适用于BCR 应用场合的变换器的特性比较(Vbat=Vout,Vbus=Vin=42V,Dmax=0.5)Tab.4 Performance comparison of regulators for battery charge application

蓄电池电压为 20V，负载电流为 8A 时拓扑IVa-1 的输入输出电流波形如图13 所示，蓄电池电压为32V，负载电流为1A 时的输入输出电流波形如图14 所示。由图13、14 可知，拓扑IVa-1 的输出电流为低纹波，但在开关管关断时存在电流尖峰，这是由变压器的漏感释放能量引起的，随着漏感值的增加，尖峰变大。拓扑IVa-1 的输入电流呈脉动状，其高值为三倍输出电流，低值为输出电流。

图13 蓄电池电压为20V，负载电流为8A 时的输入输出电流波形Fig.13 Input and output current waveforms when Vb=20V and iload=8A

图14 蓄电池电压为32V，负载电流为1A 时的输入输出电流波形Fig.14 Input and output current waveform when Vb=32V and iload=1A

拓扑IVa-1 的效率曲线如图15 所示。由图可知所有工况下，输入电压为20V，负载电流为8A 时效率最低，为94.8%；输入电压为32V，负载电流为1A 时效率最高，为97.58%。可见负载越重，输入电压越低，拓扑IVa-1 的效率越低。

图15 拓扑IVa-1 的效率曲线Fig.15 Efficiency curve of topology IVa-1

7 结论

基于耦合电感的电流连续型推挽类拓扑主要包含耦合电感、推挽变换单元和续流二极管三部分。其中耦合电感有两种，推挽单元有五种，耦合电感与推挽单元又有六种组合形式。不重复计及等效拓扑、排除不能正常工作的拓扑，可生成25 种基于耦合电感的电流连续型推挽类拓扑，其中有23 种拓扑为新型拓扑。根据母线侧电流为低纹波的要求，可以把这些拓扑分成适用于BDR和适用于BCR 的拓扑，分别对其特性进行分析比较可以发现：已存在的拓扑IIa-1 与IIb-3 只能实现1+2D的电压增益，且脉动电流的高值为低值的2 倍。而本文提出的部分新拓扑可实现更大的电压增益，或者脉动更小的电流，因此本文提出的新拓扑可为不同功率等级PCU 中的BDR和BCR 提供最优拓扑选择。

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