具有大范围升-降压功能的新型单级逆变电路

丁新平 张承慧 薛必翠 张 民

（1.青岛理工大学自动化工程学院 青岛 266520 2.山东大学控制科学与工程学院 济南 250061 3.济南大学自动化与电气工程学院 济南 250022）

1 引言

电压源逆变器和电流源逆变器广泛应用于工业生产中，比如交流调速系统、不间断电源、分布式能源系统以及混合动力车等。传统电压源逆变器和电流源逆变器有其固有的弊端。电压源逆变器属于降压型（Buck）变换器，直通（shoot-through）能够损坏逆变器样机。电流源逆变器交流输出电压不能低于直流侧电压，属于升压型（Boost）变换器，电流源的特性使得系统不能承受开路的影响。在实际应用中，为了达到输出电压的任意可调，在直流侧级联了DC-DC 斩波电路构成两级电路，而两级电路使系统复杂、成本高且效率下降明显[1,2]。

Z-源逆变器（ZSI）[2]和准Z-源逆变器（qZSI）[3]以其独特的性能得到业界广泛的关注，该类变换器具有两个特别明显的优点：①单级电路实现了升-降压功能；②独特的阻抗源使得直通（或开路）成为其工作模式，避免了直通（开路）造成的危害，增加了系统的安全性。文献[4-8]论述了Z-源逆变器及其延伸拓扑等单级逆变电路的主要应用领域和控制实现，文献[9,10]研究了如何减小直通占空比和调制因子之间的限制以提高直流电压利用率和降低直流链电压应力。Z-源逆变器和准Z-源逆变器存在的主要问题是直通占空比Dsh和逆变器调制因子M相互制约使得升压比B较小，且整个单级电路的电压增益G和逆变器调制因子M成反比，即随着调制因子M的减小，电压增益G反而增大。

文献[11-14]实现了单级逆变电路在较小的直通占空比Dsh时得到较大的升压因子B。引入了开关电感或耦合电感以增大升压比B，得到了满意的效果，在较大的调制因子M控制下，得到较高的升压比B。但是添加的大容量电感和大功率快恢复二极管增加了系统的复杂性和系统成本，样机重量和体积明显增加，单位功率密度下降。

工业应用中，对系统功率密度的要求较高，高频小容量电感的应用是减小体积和重量、提高单位功率密度的有效手段。但在小容量电感的情况下，上述单级逆变电路存在文献[20]所述的直流链电压非正常跌落现象，严重影响逆变器的输出电压性能，所以，直流链大容量电感成为制约该类单级逆变器提高单位功率密度的一个瓶颈。综上，单级电路有待完善的地方主要有三点：①在保证较高的逆变器调制因子M的前提下，最大程度提高升压比B；②使逆变器调制因子M的调制趋势和传统电压源逆变器调制因子调节趋势相同；③提高单级电路单位功率密度，减小电感容量和体积。

本文提出一种具有大范围升降压功能的新型单级逆变电路（HVRSSI），和上述典型单级逆变电路一样，该逆变器能够通过直通占空比的控制实现直流链电压最大值VPN的调压功能，独特的阻抗源网络避免了直通对逆变器的损坏，增加了系统安全性。较之上述单级逆变电路，新型单级逆变器具有以下优点：①在很小的直通占空比Dsh下拥有很大的升压比B，调制因子M大幅度提高，增加了直流电压利用率并降低有源元件的电压应力；②克服了轻载/小电感时，电感电流断续造成的直流链电压不规则跌落给系统造成的影响，可以设计较小容量的直流链电感，增加样机的单位功率密度；③逆变器电压增益G和调制因子M成正比，增强了系统的调节能力；④直流链阻抗网络参数选择相对灵活，流过电感L2的电流较小，使得电感L2体积和重量可以设计较小。具有大范围升降压功能的新型单级逆变电路适用于输入电压变化范围较大、输出交流电压可调的场合，如光伏并网系统，风力发电并网系统，燃料电池供电用电力机车或混合动力系统。

2 单级升-降压逆变电路拓扑概述

图1 典型升降压单级逆变电路Fig.1 Traditional single-stage inverter with Buck-Boost ability

图1 列举了极具代表性的部分具有升-降压功能的单级逆变电路，其中图1a 为Z-源逆变器电路[1]，由两两相等的电感L1、L2和电容C1、C2组成直流链独特的阻抗网络，通过直通（shoot-through）工作状态实现直流链电压VPN的升压功能，在非直通阶段，工作模式和传统电压源逆变器完全相同。该电路输入电流不连续；阻抗网络参数选择受限制；电感电流的断续能够造成直流链电压在非直通状态时的不规则跌落；直流链电压升压比B较小。图1b所示的准Z-源逆变器电路克服了Z-源逆变器的部分缺陷[3]，并展现出一些优点：输入电流连续、电流环控制方便。减少了电容C2的电压应力。但直流链电压升压比B较小，且不能克服电感电流断续带来的影响。Z-源逆变器和准Z-源逆变器直流链电压升压比可以表示为

开关电感Z-源逆变器和开关电感准Z-源逆变器分别利用开关电感代替了传统电感以得到相同占空比时更大的升压功能[11,13]。这两种逆变器能够在较小的直通占空比Dsh时得到较大的直流链升压比B，提高了直流电压利用率。两种逆变电路直流链电压升压比分别表示为

开关电感的引入提高了直流链电压升压比，但数量众多的电感和快恢复二极管增加了系统的体积、重量和费用。其他一些单级逆变电路都不同程度地存在上述缺陷[12,14]。

在最大占空比控制策略下[15]，三种单级逆变电路电压增益G分别为

3 具有大范围升-降压功能的新型单级逆变器

图2 所示为本文提出的具有大范围升降压功能的新型单级逆变电路（HVRSSI），直流链阻抗网络由两个电感和两个电容构成，开关管S7和后级逆变器直通信号以互补的方式工作。两个电感在不同时期的充放电实现了直流链电压VPN的升压功能。

图2 新型高升压增益单级逆变电路Fig.2 Proposed high voltage gain single-stage inverter

3.1 HVRSSI 电路工作原理

和传统单级电路相似，HVRSSI 电路工作模式分为直通模式和非直通模式。

（1）直通模式（S7关断）。直通模式如图 3a所示。开关管S7关断后，电感L1和L2的电流通过逆变器反并二极管续流，构成了直通状态。此时，回路Vg-L1-C1-C2-L2和回路L1-C1-逆变桥反并二极管同时导通。电感两端电压满足关系式

图3 新型高升压增益单级逆变电路工作模式Fig.3 Operating modes of proposed single-stage inverter

（2）非直通模式（S7导通）。后级逆变器部分和传统电压源逆变器工作没有区别，在直流链部分由于开关S7的引入而构成升压电路，具体有三个回路导通。分别是Vg-L1-S7，S7-C1-C2-L2以及L1-逆变器电路-C1。电感两端电压满足关系式

稳态时，依据电感的伏秒平衡法则，由式（4）和式（5）可以得到

式中，Vg为电源电压；Dsh为逆变器直通占空比，1-Dsh为有源器件S7导通占空比；VPN为直流链电压最大值；VC1、VC2为电容C1、C2电压；vL1-sh、vL1-nonsh为电感L1直通和非直通时的电压；vL2-sh、vL2-nonsh为电感L2直通和非直通时的电压。

由式（7）可以看出，新型单级逆变电路在占空比很小的情况下能够得到很高的直流链电压升压比。更直观的表述如图4 所示，分别绘出了Z-源逆变器（ZSI）、开关电感Z-源逆变器（SL-ZSI）、开关电感准Z-源逆变器（SL-qZSI）以及新型单级逆变电路（HVRSSI）的直流链电压升压因子B随直通占空比Dsh的变化曲线。其他三种单级逆变电路直流链电压升压比随直通占空比Dsh的增大而增加，其高升压因子出现在占空比Dsh较大的区间，此时调制因子M较小，限制了逆变器调制因子的调节范围。相反，本文所述新型单级逆变器升压比B随直通占空比Dsh的增大而下降，在直通占空比较小时拥有很高的升压比，非常适合调制因子M的控制，实现逆变器的性能优化。

图4 几种典型单级逆变电路升压因子B 与直通占空比的关系Fig.4 Relationship between boost factor B and shootthrough duty cycle Dshin the typical single-stage inverters

在最大升压控制策略时[15]，单级可升压逆变电路电压增益为

图5 为单级电路电压增益G随逆变器调制因子M的变化曲线。其他单级电路电压增益G和逆变器调制因子M成反比，升压功能完全靠直流链升压实现，此过程中逆变器调制因子M起反方向调节的作用，见式（3）。而HVRSSI 电路电压增益G和逆变器调制因子M成正比，直流链电压调节和逆变器电压调节实现了完美的统一。

图5 几种典型单级逆变电路电压增益和调制因子M 的关系Fig.5 Voltage gain versus modulation in the single-stage inverters

3.2 HVRSSI 周期工作过程

电路进入稳态后，周期性工作。图6 绘出流经电感的电流和电感两端电压波形。电流及电压的参考方向如图3和图7 所示。工作过程分为连续模式（电感L1电流不反向）和轻载/小电感模式（电感L1电流反向）两种。

图6 流过电感的电流和电感两端的电压Fig.6 The voltage across the inductors and inductor currents

连续模式时，按照导通和电感L2电流变化情况共分为四种状态，直通时电感L2电流换向对应两种状态，非直通时电感L2电流换向对应两种工作过程，具体周期工作过程叙述如下。

图7 新型高升压增益逆变电路具体工作状态Fig.7 The detail operating states of the proposed inverter

时段1（t0～t1）（对应图7a）。电感L1和L2承受反向电压，电流以固定斜率di/dt=vL/L变化。电感的能量经过逆变器反并二极管续流，流经电感L1的电流在负压的作用下线性下降，在该时段释放能量；电感L2在反向电压的作用下，流经其上的电流从上个周期末端的负最大值开始线性上升，电感释放能量，到本时段末，流经电感L2的电流下降为0。

时段2（t1～t2）（对应图7b）。该时段，电感的能量经过逆变器反并二极管续流，属于直通状态，与上一时段的区别是电感L2电流反向，并在恒定负压的作用下继续反方向线性上升，到t2时刻，电感L2电流达到正向最大值，储能结束。

时段3（t2～t3）（对应图7c 或图7e），S7导通，直通结束。该时段和下一个时段，电感L1和L2承受正向电压，电流以固定斜率di/dt=vL/L变化。电感L1承受正向电压，流过正向电流，储存能量，直到下一时段末的t4时刻储能结束。电感L2承受正向电压，电流线性下降，释放能量，到本时段末的t3时刻，流过L2的电流下降到0，能量释放完毕。

时段4（t3～t4）（对应图7d、图7f），S7导通，该时段工作情况和上一时段基本相同，唯一不同的是流经电感L2的电流反向以相同的斜率继续下降，储能开始，到本时段末的t4时刻，储能达到最大值。t4时刻后，新的开关周期开始，循环工作。

轻载/小电感模式时一个周期的工作过程如图8和图9 所示。和连续模式相比较，轻载/小电感过程增加了不同模式下电感L1电流反向流动工作状态，直通模式时增加了图 9d，非直通模式时增加了图9e～图9g。

图8 轻载/小电感时流过电感的电流和电感两端的电压Fig.8 The voltage across the inductors and inductor currents with light-load/small inductors

图9 新型逆变电路轻载/小电感时工作状态Fig.9 The detail operating states of the proposed inverter with light-load/small inductors

由于开关器件的双向流动性，使得该高升压比单级逆变电路无论连续还是轻载/小电感都不存在电流断续情况（DCM），相应地没有直流链最大电压值的不规则跌落。从电压的角度考虑，连续模式和轻载/小电感模式下只有两种工作模式，即直通模式和非直通模式。输入-输出的电压关系也只跟直通占空比有关，而和电感量、负载等没有太大的关系。因此，可以选择小容量电感以增加系统的单位功率密度，使电路设计和控制相对简单。

3.3 HVRSSI 主电路参数选择

样机设计为1 000W，输入电压80V，输出电压AC208V，负载为50～200Ω，Dsh=0.18。电感容量选择主要跟流经电感的电流有关，流过电感L1平均电流为

系统开关频率设定为fs=20kHz，直通时导通时间为

在直通状态下，电感L1放电，电感电流线性下降。设电感电流纹波rc%为20%，可计算出需要的电感值为

直通时，选择电感L2的电流变化量ΔI和电感L1的变化量相同。因为此时段电感两端电压vL2=VC1-VC2=Vg，故而

电容C1和C2用来吸收高频电流分量，以输出稳定的直流电压，设电容电压纹波rv%为0.1%，可计算出电容值为

4 仿真和实验研究

为了验证所提理论的正确性和可行性，通过仿真软件和实验室样机对所提理论进行了验证。仿真和实验采用图2 所示电路，考虑余量后参数如下：L1=600μH，L2=600μH，C1=470μF，C2=470μF；开关频率fs=20kHz。

图10 为仿真波形。其中图10a 为直通占空比Dsh=0.18，调制因子M=0.8 时的输入电压和逆变器输出相电压波形，可以看出在输入为80V 时，能够输出交流169V 的相电压，即能够得到线电压有效值208V。电压转换增益为G=169×2/80=4.22，直流链电压VPN升压比B=1/Dsh=5.56。图10b 所示为电感电流、直流链电压VPN和输出电压的波形，很好地验证直流链电压升压比，从输入电压的Vg=80V升到VPN=440V，和理论计算非常吻合。图10c 所示为时间轴放大（0.1ms/格）后电路的周期工作情况。在非直通时候，电感L1储能，直通后电感释放能量，电流线性下降，与本文论述工作状态吻合。

图10 仿真波形Fig.10 Simulation results

在实验室构建了1kW 样机进行实验验证。实验波形如图11 所示。实验环境和仿真基本一致，唯一不同的是实际电路的寄生参数给电路带来的 EMI影响较大。由图11a和图11b 可以看出，随着直通占空比的减小（Dsh=0.25→Dsh=0.18），输出交流相电压幅值在增大（Vla=130→Vla=170），验证了具有大范围升降压功能的新型单级逆变电路电压增益G和直通占空比Dsh成反比的理论分析之正确性。通过图11c和图11d 进一步验证了升压电路和周期工作过程的正确性，其结果和仿真以及理论分析非常一致。

图11 实验波形Fig.11 Experimental results

5 结论

本文提出一种具有大范围升降压功能的新型单级逆变电路，该逆变电路能够实现在较大调制因子M时（较小的直通占空比Dsh）交流输出电压的大范围可调功能，同时增加了系统安全性。适合应用于光伏并网、燃料电池以及风能发电等分布式能源发电系统，实现高效率能量转换。主要优点有：

（1）系统结构简单，功率密度高。该电路元器件数目与Z 源逆变器和准Z 源逆变器相同，没有增加额外的大功率元件。

（2）电压增益高。新型逆变电路在逆变器调制因子较大时实现交流输出电压的宽范围可调，得到较高的电压增益。更大的调制因子有利于输出电压纹波的改善以及有源元件电压应力的减小。

（3）电压增益G的调节趋势和传统电压源逆变器一致，都是随着M的增大而增大，优化了系统的调节速度和效率。

（4）安全性高，电容电压应力小。较之两级电路和电压源逆变电路，直流侧储能电容电压应力明显下降，同时独特的LC 结构增加了系统的安全性能。

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