移相全桥控制的软开关充电机设计

王春喜

(永济新时速电机电器有限责任公司，山西永济044502)

0 引言

充电机是一种利用现代功率电子变换和控制技术将电网交流电能转变为直流电能的功率变换装置。充电机的高频化是中大功率充电机的重要发展方向。高频化可以减小滤波电感和变压器的体积，进而减小充电机体积，提高功率密度;还可以使输出电压电流纹波减小，从而提高输出电源的质量［1］。由于中大功率的充电机大都采用MOS 管，IGBT 等作为开关器件，故而在进一步提高充电机频率的研究中，降低这些开关器件的开关损耗成为关键要解决的问题。

近年来，中大功率的DC-DC 变换器多采用全桥移相电路，在电路中应用软开关技术可降低开关损耗，提高开关频率［2-3］。基于此背景，本文给出了一种基于UCC3895 移相控制的280V/10A(电压调节范围200 ～280V)高性能充电机的整体设计方案，介绍了充电模块主电路、移相控制电路的实现方法。针对该电路存在的效率低，输出电压纹波偏高等问题，本文提供了一套解决方案。

1 充电机设计方案

充电机的设计主要包括主回路和控制回路两部分。主回路主要包括输入滤波、三相整流、全桥变换、高频变压器、输出整流、输出滤波、控制电源和PWM 发生器八部分。控制电路主要包括故障检测与保护、均流电路。其中全桥变换器和PWM发生器是本设计的重点和难点，将在下文介绍。充电机设计框图见图1。

图1 充电机设计框图

1.1 充电机设计基本技术指标

本设计中基本技术指标主要包括以下几项

(1)输入电压:323 ～475V(三相三线制)

(2)输入电流:≤10A

(3)交流输入频率:45 ～65Hz

(4)输出电压范围:200 ～280Vdc

(5)额定输出电流:10A

(6)最大输出电流:11A

(7)稳压精度:≤±0.5%

(8)稳流精度:≤±0.5%

(9)纹波系数:≤±0.3%

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2 移相全桥变换器设计

本设计中采用全桥零电压开关PWM 变换器。这种电路可以实现四个管子的零电压开通和关断，此电路的最大优点是它无需额外的谐振回路，不需要额外的元件就可以实现软开关，器件应力小，这种电路对于MOS 管可以明显的减小开关损耗［4］。全桥变换电路见图2。

图2 全桥变换电路

2.1 功率开关器件的选取

功率开关器(Q1、Q2、Q3、Q4)输入电压最大值为614V，每个桥臂由两个开关管组成，每个开关管的耐压值需达到307V。最大电流不大于10A，考虑两倍左右的裕量，故选择额定值为“800V，27A”MOSFET，器件名为IXFK27N80Q。

2.2 输出整流二极管的选择

整流二极管(D1、D2、D3、D4)输出最大电压515V(100%占空比)，最大输出电流Io=11A，考虑两倍左右的裕量，选择APT30D100BG“1000V，30A”的二极管组成桥式整流电路。

2.3 隔直电容C1 的选择

对于全桥电路来讲，在变压器原边串联隔直电容是为了解除磁通不平衡造成的危害。磁通不平衡是由于变压器初级的伏秒数在两个1/2 周期内不平衡造成的，当磁芯的磁通逐步远离磁化曲线原点时，变压器进入饱和状态，使之无法承受电压，造成开关管损坏。加入隔直电容后可以防止变压器直流偏磁，使其工作在磁滞回线原点附近。

设隔直电容两端的电压变化量的峰-峰值VUcpp=16V，则隔直电容值可以按照下式计算式中，Iinmax—变换器原边最大电流，取计算值6.5A;Dmax—最大占空比，取0.86;fs—变换器开关管的开关频率，取69kHz，经计算得C1应取2.53μF，经调试实际取C1为3.3μF。

2.4 谐振电感L1 的选择

C1与L1串联构成串联谐振变换器，当工作频率f 大于谐振频率fr时，原边开关管ZVS 开通，副边整流二极管ZCS 开通。即

式中，f—开关管开关频率，代入数值得L1＞1.62μH;Lr—谐振电感;Cr—谐振电容。

L1取值较大可有效抑制原边电流急剧变化引起的寄生振荡，减小上冲或下冲的尖峰毛刺，降低开关损耗;但L1过大又会延长占空比丢失时间，降低整机效率。L1取值小些可缩短原边电流在死区时间谐振过零的反向过程，在输入电压最低、输出电流最大时仍能控制移相稳压，提升电源效率;但L1过小，虽使占空比丢失减小，但原边电流上冲或下冲的尖峰毛刺会显著增大，增大开关损耗，降低电源的可靠性。因此，在实际的设计调试过程中，取L1为24.4μH 左右。

3 PWM 驱动电路的设计

3.1 基于UCC3895 的脉冲发生电路的设计

在工程应用中可靠性是我们需要首要考虑的问题。集成控制器在这一点上有明显的优势。它是成熟的工业产品，已经在市场上经过了多年的检验。综合以上考虑，充电机使用了一片UCC3895 来产生移相脉冲。它只需要0 ～3.6V的电压信号，就可产生与之对应的移相信号。它是纯硬件的方法产生的脉冲，响应速度快，工作稳定可靠［5］。

UCC3895 有可编程输出开通延时和自适应延时设置，既可用于电流模式，又可用于电压模式。可实现输出脉冲占空比从0%到100%移相控制。本电路中UCC3895 采用固定死区时间的电压控制模式，如图3 所示。

图3 基于UCC3895 的脉冲发生电路

同步振荡器的工作频率由定时电容CT(7 脚)和定时电阻RT(8 脚)决定。实际电路中CT 为C2和C3并联。RT 为R1。根据下面公式可近似得到振荡周期

可以算出69kHz 的相移脉冲需要的CT 和RT值。当T=14.5μs=2Tosc，取RT=120kΩ，CT=570pF。实际调试中根据观测将CT 校正为660pF，由C1取560pF 与C2取100pF 并联组成。

4 实验结果

根据上述所示电路，结合具体参数指标，搭建实物样机，并做了大量的实验。得到测试波形如图4、图5 所示。

图4 为额定234VDC 电压输出，调节负载电阻达到半载输出(5A)时的UCC3895 输出PWM驱动波形。由于此时为半载输出，因此控制系统将两个驱动脉冲相位差调节到半重叠，以满足输出的电压电流值。通道1 为Q1管上驱动电压波形，通道2 为Q4管上驱动电压波形。

图4 5A/234V 工况下移相脉冲波形

图5 为相同工况下在直流输出端测试到的纹波波形。由图可以看到，得到的直流输出电压比较平稳，纹波峰-峰值为168mV，计算得到纹波系数为0.036%，完全满足设计要求。

图5 5A/234V 工况下输出电压上的纹波波形图

图6 是对样机在三个工作点的效率拟合的曲线图。接近空载时由于空载损耗占的比例比较大，效率较低。电路的效率在半载以上都可以达到90%以上，接近满载工况下效率能够达到93.6%，效率较高，能够达到良好的节能效果。

图6 效率曲线图

5 结语

本文介绍了基于UCC3895 的移相控制电路设计，并搭建了试验样机。由试验结果可见，上述设计方案能够输出正确移相脉冲，实现了对开关管的软开关移相控制。按照所述设计方案，充电机输出的直流电压波形比较平稳，纹波系数较小，各项指标能够满足设计要求。该充电机效率较高，满载效率达到了93.6%，能够达到节约能源的目的。

［1］ 许峰，徐殿国，王健强，等.软开关大功率全桥PWM变换器拓扑结构的对比分析［J］，电力电子技术，2002(6).

［2］ C Jung-Goo，B Ju-Won，J Chang-Yong，et al. Novel zero-voltage and zero-current-switching full bridge PWM converter using transformer auxiliary winding［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2000，15(2):250-257.

［3］ C Jung-Goo，B Ju-Won，J Chang-Yong，et al. Novel zero-voltage and zero-current-switching full bridge PWM converter using a simple auxiliary circuit［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，1999，35(1):15-20.

［4］ Mr.Brunoro，J.L.F.Vieira. A high-performance ZVS full-bridge DC-DC 0-50V/0-10A power supply with phaseshift control［J］.Power Electron，IEEE Transactions on.1999，14(3):495-505.

［5］ 张哲，张纯江，沈虹. 新型移相控制器UCC3895 的应用研究［J］，电力电子技术，2005.3.