移相+PWM控制双Boost半桥双向DC-DC变换器软开关过程的分析

肖 旭 张方华 郑 愫

（南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

0 引言

双向 DC-DC变换器具有可以实现能量的双向传输、功率密度高等优点，在UPS、航空航天电源系统和电动汽车等场合具有很大的应用潜力[1-11]。

移相控制双向 DC-DC变换器具有易于实现软开关、变换效率高、功率密度高和动态响应快等优点，得到了广泛关注[1,6]。由于移相控制主要是利用变压器的漏感传递能量，当输入、输出电压不匹配时变换器的电流应力和通态损耗会大大增加，同时增大了环流能量，还会影响软开关的实现，不利于变换器效率的提升[1,6-11]。因此文献[7]提出一种移相+PWM控制方式的双向DC-DC变换器，引入PWM控制，相当于在电路中加入一个电子变压器，使得变压器一次、二次电压匹配，从而减小了变换器的电流应力，减小了通态损耗和环流能量，提高了变换器传输能量的能力，拓宽了零电压开关的范围。文献[8]提出一种采用双 Boost半桥电路拓扑相移+PWM控制方式的双向 DC-DC变换器，通过相移+PWM控制可以实现能量的双向自由传输，以及所有开关管的零电压开关，但该文对软开关的分析没有考虑开关管结电容的充放电过程。文献[10,11]针对双有源全桥电路，采用双重移相控制有效减少变换器的环流和电流应力，同时提高了变换器传输功率的能力。本文针对移相+PWM控制双Boost半桥双向 DC-DC变换器，分析了变换器的各种工作模式，给出了各种模式下开关过程等效电路模型和漏感电流与结电容电压的表达式，通过分析得到各开关软开关实现的条件。在此基础上给出了移相+PWM控制特定功率软开关条件下的参数设计方法，并进行了仿真和实验验证，结果证明了理论分析和所提参数设计方法的正确性。

1 工作原理

双Boost半桥双向DC-DC变换器[8]如图1所示。其中，Vin为低压侧电压，Vout为高压侧电压（定义能量从Vin流向Vout为升压模式，能量从Vout流向Vin为降压模式，其中各电流以升压模式为正方向），Q1、Q2、Q5和 Q6为低压侧开关管，Q3、Q4为高压侧开关管，VD1～VD6分别为Q1～Q6的体二极管，C1～C6分别为 Q1～Q6的结电容，Lr为谐振电感（包括变压器漏感）。当采用移相+PWM 控制时，根据移相角度φ（Q2、Q3驱动的角度差）和Q1、Q2占空比d的关系，变换器可以分为升压φ＞(2d-1)π、升压φ＜(2d-1)π、降压φ＞0和降压φ＜0四种工作模式。下面针对各工作模式进行具体分析。假设:

图1 双Boost半桥双向DC-DC变换器Fig.1 Dual Boost half-bridge bidirectional DC-DC converter

（1）低压侧电感比谐振电感大很多，且死区时间很短，认为死区时间内低压侧电感电流不变。

（2）低压侧两电感电流平均值相等。

（3）钳位电容电压脉动很小，可以等效为一个电压为V1的电压源。高压侧分压电容较大，可以等效为2个电压为Vout/2的电压源。存在V1=NVout/2，其中N=n1/n2为变压器一次、二次侧匝比。

（4）C1=C2=C5=C6=CL，C3=C4=CH。

1.1 升压φ＞(2d-1)π模式

由于电路工作的对称性，本文以升压工作模式中φ＞(2d-1)π的前半周期为例对电路进行模态分析，其主要波形如图2所示。

图2 升压φ＞(2d-1)π模式工作波形Fig.2 Boost mode waveforms whenφ＞(2d-1)π

图3 升压φ＞(2d-1)π模式前半周期的工作模态Fig.3 The first half cycle of boost mode whenφ＞(2d-1)π

（1）模态1。t0时刻以前，Q1、Q4和Q6导通，谐振电感Lr电流为iLr=iLr（t0）。

（2）模态 2[t0，t1]。t0时刻，Q6关断，谐振电感Lr与Q2、Q6结电容C2、C6进行谐振，C2放电，C6充电，使得C2两端电压下降，C6两端电压上升。该过程等效电路如图4a所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C2、C6电压的表达式分别为

图 4 升压φ＞(2d-1)π模式 Q6、Q1和Q4关断时的等效电路模型Fig.4 The equivalent circuit model when Q6、Q1和 Q4offφ＞(2d-1)π in boost mode

在t1时刻，C2电压下降到0，Q2体二极管VD2自然导通，结束该开关状态。其持续时间为

（3）模态3[t1，t2]。VD2自然导通，将Q2的电压钳在零位，此时开通 Q2，即实现了 Q2的零电压开通。死区时间tdead的选取满足t01＜tdead＜π/(2ω1)，使得Q2可以实现ZVS开通。

（4）模态 4[t2，t3]。t2时刻，Q1关断，谐振电感Lr与Q1、Q5结电容C1、C5进行谐振，C5放电，C1充电，使得C5两端电压下降，C1两端电压上升。该过程等效电路如图4b所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C1、C5电压的表达式分别为

在t3时刻，C5电压下降到0，Q5体二极管VD5自然导通，结束该开关状态。

（5）模态5[t3，t4]:VD5自然导通，将Q5的电压钳在零位，此时开通 Q5，即实现了 Q5的零电压开通。

（6）模态 6[t4，t5]:t4时刻，Q4关断，谐振电感Lr与Q4、Q3结电容C4、C3进行谐振，C3放电，C4充电，使得C3两端电压下降，C4两端电压上升。该过程等效电路如图4c所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C3、C4电压的表达式分别为

在t5时刻，C3电压下降到0，Q3体二极管VD3自然导通，结束该开关状态。其持续时间为

VD3自然导通，将Q3的电压钳在零位，此时开通Q3即可实现Q3的零电压开通。

死区时间tdead的选取满足t45＜tdead＜π/(2ω2)，使得Q3可以实现ZVS开通。

1.2 升压φ＜(2d-1)π模式，降压φ＞0模式，降压φ＜0模式

与升压φ＞(2d-1)π各模态分析相类似，考虑到文章篇幅，本节仅针对升压φ＜(2d-1)π模式、降压φ＞0模式和降压φ＜0模式中的开关模态进行讨论。

1.2.1升压φ＜(2d-1)π模式

升压φ＜(2d-1)π模式工作波形如图5所示。Q6、Q1和Q4关断时的等效电路模型如图6所示。t0时刻，Q6关断，谐振电感Lr与 Q2、Q6结电容C2、C6进行谐振，C2放电，C6充电，使得C2两端电压下降，C6两端电压上升。该过程等效电路如图6a所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C2、C6电压的表达式分别为

图5 升压φ＜(2d-1)π模式工作波形Fig.5 Boost mode waveforms whenφ＜(2d-1)π

图6 升压φ＜(2d-1)π模式 Q6、Q1、Q4关断时的等效电路模型Fig.6 The equivalent circuit model when Q6、Q1、Q4offφ＜(2d-1)π in boost mode

t4时刻，Q1关断，谐振电感Lr与 Q1、Q5结电容C1、C5进行谐振，C5放电，C1充电，使得C5两端电压下降，C1两端电压上升。该过程等效电路如图6b所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C1、C5电压的表达式分别为

t2时刻，Q4关断，谐振电感Lr与 Q4、Q3结电容C4、C3进行谐振，C3放电，C4充电，使得C3两端电压下降，C4两端电压上升。该过程等效电路如图6c所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C3、C4电压的表达式分别为

1.2.2降压φ＞0模式

降压φ＞0模式工作波形如图7所示。Q6、Q1、Q4关断时的等效电路模型如图8所示。

图7 降压φ＞0模式工作波形Fig.7 Buck mode waveforms when φ＞0

图8 降压φ＞0模式Q6、Q1、Q4关断时的等效电路模型Fig.8 The equivalent circuit model when Q6、Q1、Q4off φ＞0 in buck mode

t0时刻，Q6关断，谐振电感Lr与 Q2、Q6结电容C2、C6进行谐振，C2放电，C6充电，使得C2两端电压下降，C6两端电压上升。该过程等效电路如图8a所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C2、C6电压的表达式分别为

t4时刻，Q1关断，谐振电感Lr与 Q1、Q5结电容C1、C5进行谐振，C5放电，C1充电，使得C5两端电压下降，C1两端电压上升。该过程等效电路如图8b所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C1、C5电压的表达式分别为

t2时刻，Q4关断，谐振电感Lr与 Q4、Q3结电容C4、C3进行谐振，C3放电，C4充电，使得C3两端电压下降，C4两端电压上升。该过程等效电路如图8c所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C3、C4电压的表达式分别为

1.2.3降压φ＜0模式

降压φ＜0模式工作波形如图9所示。Q6、Q1、Q4关断时的等效电路模型如图10所示。

图9 降压φ＜0模式工作波形Fig.9 Buck mode waveforms whenφ＜0

图10 降压φ＜0模式Q6、Q1、Q4关断时的等效电路模型Fig.10 The equivalent circuit model when Q6，Q1，Q4off andφ＜0 of buck mode

t2时刻，Q6关断，谐振电感Lr与 Q2、Q6结电容C2、C6进行谐振，C2放电，C6充电，使得C2两端电压下降，C6两端电压上升。该过程等效电路如图10a所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C2、C6电压的表达式分别为

t4时刻，Q1关断，谐振电感Lr与 Q1、Q5结电容C1、C5进行谐振，C5放电，C1充电，使得C5两端电压下降，C1两端电压上升。该过程等效电路如图 10b所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C1、C5电压的表达式分别为

t0时刻，Q4关断，谐振电感Lr与 Q4、Q3结电容C4、C3进行谐振，C3放电，C4充电，使得C3两端电压下降，C4两端电压上升。该过程等效电路如图 10c所示，从而有一次谐振电感电流iLr和电容C3、C4电压的表达式分别为

2 实现ZVS的参数设计方法

基于对电路工作过程的分析，给出移相+PWM控制方式软开关条件下的参数设计方法如下:

（1）确定结电容的大小。开关过程其实就是给开关管结电容充放电的过程，分析中需要知道结电容大小，其大小可以根据文献[12]求得。

（2）选取谐振电感Lr。根据传输功率的大小和选取的谐振电感Lr，联立式（39）[8]中的方程即可求得各模式的分界电压。根据各模式的工作波形和式（39）得到各模式下各时刻谐振电感电流的大小，使得在该谐振电感下各模式均可实现Q3、Q4的软开关。

（3）选取低压侧电感L1、L2。根据各模式的工作波形计算出各时刻低压侧电感电流的大小，使得在各模式均可实现Q1、Q2、Q5和Q6的软开关。

3 软开关非理想影响因素

3.1 低压侧电感电流不均等

所提电路控制环路已经存在移相环和 PWM环，一般不再加入均流环，因此就不可避免地存在两低压侧电流不均流的问题。假设电感L1电流偏大，电感L2电流偏小，升压模式有利于 Q2、Q5软开关的实现，不利于Q1、Q6软开关的实现，对Q3、Q4基本无影响，降压模式有利于 Q1、Q6软开关的实现，不利于Q2、Q5软开关的实现，对Q3、Q4基本无影响。

3.2 漏感电流设计与实际的差异

虽然加入了PWM环节希望使得变压器高低压侧电压匹配，但是实际中可能会存在设计误差，低压侧电压与高压侧电压不完全匹配，当变压器低压侧电压高于高压侧电压时，有利于 Q1、Q2、Q5和Q6的软开关，不利于 Q3、Q4的软开关，反之当低压侧电压低于高压侧电压时，有利于Q3、Q4的软开关，不利于Q1、Q2、Q5和Q6的软开关。

4 仿真分析和实验验证

采用文中提出的参数设计方法设计了一组参数进行仿真和实验验证，各项参数见下表。

表 仿真和实验参数Tab. Parameters of simulation and experiment

图11a、图11b分别为1kW低压侧电压44V，高压侧电压650V（升压φ＜(2d-1)π）模式的仿真和实验波形。图12a、图12b分别是1kW低压侧电压 55V，高压侧电压 650V（升压φ＞(2d-1)π）模式的仿真和实验波形。图13a、图13b分别是1kW低压侧电压46V，高压侧电压690V（降压φ＞0）模式的仿真和实验波形。图14a、图14b分别是1kW低压侧电压55V，高压侧电压690V（降压φ＜0）模式的仿真和实验波形。

图11 升压φ＜(2d-1)π模式仿真和实验波形Fig.11 The simulation and experiment waveform of boostφ＜(2d-1)π mode

图12 升压φ＞(2d-1)π模式仿真和实验波形Fig.12 The simulation and experiment waveform of boostφ＞(2d-1)π mode

图13 降压φ＞0模式仿真和实验波形Fig.13 The simulation and experiment waveform of buckφ＞0 mode

图14 降压φ＜0模式仿真和实验波形Fig.14 The simulation and experiment waveforms of buckφ＜0 mode

以图11为例进行分析，可以看出S1开通前Uds1已经下降到0，S1关断后Uds1直接上升到V1，因此S1、S5实现了软开关，同理由Uds2、Uds4得到 S2、S6、S3和S4均实现了软开关。从仿真和实验波形可以发现，在设定功率下，根据本文所提参数设计方法设计的参数实现了所有开关管的软开关。由于设计与实际的差异，实验波形中漏感电流波形与理论有很小的误差，由于参数设计时为了防止非理想因素的影响留有少许裕度，不影响分析的正确性。

5 结论

本文分析了双Boost半桥双向DC-DC变换器的四种工作模式，得到各模式下开关过程等效电路和漏感电流与结电容电压的表达式，分析了软开关实现的条件和非理想影响因素。在此基础上给出了特定功率软开关条件下的参数设计方法，采用此方法设计了一组参数进行仿真和实验，仿真和实验结果证明了本文的理论分析和参数设计方法的正确性。

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