双向全桥直流变换器的全功率范围软开关控制技术的研究

王 跃, 郭海平, 高 远

(1. 西安交通大学电气工程学院, 陕西 西安 710049;2. 南方电网科学研究院, 广东 广州 510080)

双向全桥直流变换器的全功率范围软开关控制技术的研究

王 跃1, 郭海平2, 高 远1

(1. 西安交通大学电气工程学院, 陕西 西安 710049;2. 南方电网科学研究院, 广东 广州 510080)

双向全桥直流变换器不依靠额外的电路就能实现软开关，具有较高的效率。采用传统的纯移相调制方法，传输功率大，但无法在轻载时实现软开关；采用移相加占空比调制方法，可以在全功率范围内实现软开关，但最大传输功率会随着占空比的减小而减小，小占空比情况下功率输出受到限制。本文研究了双向全桥直流变换器的软开关特性，结合纯移相调制和移相加占空比调制的特点，提出一种新的优化控制方法，该控制方法可实现两种调制方法的平滑切换，在实现全功率范围内的软开关的同时又保证了传输功率的最大化。最后，本文在一台12kW的样机上对提出的控制方法进行了验证，实验结果表明了所提控制方法的正确性。

双向直流变换器； 软开关； 移相控制； 占空比

1 引言

双向全桥直流变换器拓扑的提出已经有二十多年历史。文献[1]首次对其软开关特性进行了研究，指出在大负载情况下纯移相调制能够实现所有开关管的软开关，进而达到高效率。近年来，随着电动汽车[2,3]、储能系统[4，5]、智能电网[6]和电力电子器件的发展，特别是SiC器件的发展，学术界对双向全桥直流变换器的研究又开始变得热门起来。

文献[7]对单相全桥、双向全桥以及三相全桥进行了对比，认为双向全桥有以下优点：开关元件相对较少，对应的滤波器也少，能同时工作在Buck和Boost模式，能实现功率双向流动，对系统寄生参数不敏感，所有开关器件均能实现软开关，因此双向全桥是最有应用前途的一种拓扑。文献[1]对其软开关的影响因素和范围进行了分析，指出在纯移相调制下，软开关的实现与负载大小以及缓冲电路有关。值得注意的是，纯移相调制在轻载时无法实现所有开关管的软开关，从而导致效率的急剧下降。文献[8,9]提出移相加占空比调制方法，能实现全功率范围内的软开关，但是传输的功率受到了占空比的限制。

2 双向全桥直流变换器的工作原理

双向全桥直流变换器的拓扑如图1所示，它是由一个高频变压器连接两个全桥电路构成的。

图1 双向全桥直流变换器拓扑Fig.1 Topology of dual active bridge converter

以V1侧为例，通过V1侧四个开关管的开通与关断(S11和S12开关状态互补、S13和S14开关状态互补，并且每个开关管的占空比均为50%)，可以在变压器原边形成如图2所示的两电平电压波形。

图2 全桥电路形成的两电平方波Fig.2 Tow level square wave of full bridge circuit

图3 双向全桥直流变换器纯移相原理图Fig.3 Pure phase shift of dual active bridge converter

同理，控制V2侧四个开关管，可以在变压器副边形成同样的两电平方波。

控制vp波形超前vs波形，就实现功率从V1侧到V2侧的流动，整个电压电流波形如图3所示。

若iL(0)<0，此时反并联二极管导通，随后iL>0，即开关管导通，这样就实现了V1侧开关管的ZVS。同理，若要满足S21和S24的ZVS，则需要iL(φ)>0。

对于图3所示波形,设开关频率为fs，ω=2πfs，则

(1)

另外，由于对称性可知：

(2)

从式(1)和式(2)可以求得各个时刻的电流。定义电压比为：

(3)

当d>1时，移相角φ满足式(4)，则V1侧和V2侧均能实现软开关。

(4)

同理，当d<1时，移相角满足式(5)，则V1侧和V2侧均能实现软开关。

(5)

根据图3，则纯移相调制时传输的功率为：

(6)

纯移相调制的软开关范围如图4所示。其中Pu=P/(V12/ωL)，为归一化数值，无量纲。

图4 纯移相调制软开关范围Fig.4 ZVS range under pure phase shift modulation

当电压比d=1时，可以在全负载范围内实现软开关。假若电路工作中原副边电压均为恒定值，那么选择变压器变比使得d=1是比较好的选择。但在实际的应用中，往往是直流电压工作在一定范围内的情况[10]，这时采用移相加占空比调制具有明显的优势。对于变压器原边全桥，控制S11和S14之间有一个延迟导通角，可以得到vp电压，如图5所示。

图5 占空比控制原理图Fig.5 Principle of duty cycle modulation

当d<1时，通过控制vp的占空比，使得D1V1=nV2，可以实现任意移相角度下的软开关；当d>1时，通过控制vs的占空比，使得V1=nD2V2，可以实现任意移相角度的软开关；而当d=1时，使用纯移相调制，就能实现双向全桥直流变换器的任意移相角度的软开关控制[2]。

本文以d<1为例进行分析。这种单边占空比调制下有半周期内vp波形均在vs高电平波形内(状态一，如图6所示)和vp波形移出vs高电平波形(状态二，如图7所示)两种状态。

图6 状态一：半周期内vp侧电压均在vs侧电平内Fig.6 State one: vp is in vs under half cycle

图7 状态二：半周期内vp侧电压移出vs侧电平Fig.7 State two: vp is out of vs under half cycle

由式(1)和式(2)可知，只要保证D1V1=nV2，无论是状态一还是状态二均能实现软开关。同样可以求得此时传输的功率为：

(7)

从式(7)可以看出，纯移相调制就是移相加占空比调制在占空比为1时的特例。令Pu=nV1V2/(ωL)可以得到在不同占空比下，两者功率传输曲线对比如图8所示。

图8 纯移相调制、移相加占空比调制功率传输对比Fig.8 Out power contrast of pure phase shift modulation and phase shift with duty cycle modulation

3 所提出的控制方法

从图8可以看出，若采用移相加占空比调制虽然能实现全负载范围内的软开关，但传输的功率受到了限制；而采用移相调制能增加传输的功率，但不能实现小移相角度下的软开关。本文以V1=nV2max为例说明实现过程(此时通过调节V1侧占空比D1和移相角度φ可实现功率双向流动)：

在移相区间[π(1-D1)/2, π/2]，选择一个小区间[φ-,φ+]，使得：

(8)

当调节移相角度满足

(9)

控制占空比D1增加Δd，由于占空比增加，所以此时输出的功率有可能超过指令电流给出的功率，因此导致φ减小；当φ减小到φ≤φ-时，可以再次增加D1。整个系统的控制框图如图9所示。

图9 具体控制实施框图Fig.9 Detailed control block diagram

图9所示本方法的核心步骤为：求绝对值、滞环比较以及积分器控制。图9的滞环控制模块内部逻辑控制框图如图10所示。

图10 滞环控制逻辑Fig.10 Algorithm hysteresis control

当输出移相角度|φ|>φ+后，积分器开始正向积分；当输出移相角度|φ|<φ-时，积分器开始负向积分，将积分器的输出限制在V1/(nV2)≤D1≤1。当移相角度φ的绝对值小于π(1-D1)/2时，保证占空比输出满足D1=V1/(nV2)，只有当输出角度|φ|>φ+以后，D1开始缓慢增加(最大到1)；同样，在用户减小输出功率(或电流)的指令时，也只有|φ|<φ-后，占空比才会缓慢变化到D1=V1/(nV2)。这样整个过程即实现了软开关，也增加了传输功率的上限。整个方法的实施流程图如图11所示。

图11 整个方法实施的流程图Fig.11 Flow chart of method

4 实验结果

本文采用TI的DSP TMS320F2812和Altera的FPGA实现如上所述的控制系统，实现7～40V任意电压的电池充放电功能。其中主电路的拓扑如图 12所示，采用了PWM整流器+双向直流的两级结构。前级PWM整流器连接三相电网，将电压稳定在650V；后级是全桥移相直流的拓扑，采用本文所述的控制方法使得后级电压在7～40V宽范围输出。

图12 实验系统主电路图Fig.12 Main circuit of experiment system

输出电池电压为40V、电池充电电流为260A的波形如图13所示。其中图13(a)通道1为直流充电电流，通道2为V2侧IGBT上的电压，通道3为高频变压器初级电流(正方向指向V1侧，与图1定义相反)，通道4为V1侧IGBT上的电压。

图13(b)为V2侧直流电流波形，其动态响应速度较慢。这是由于进行闭环控制时采样回路是一个很强的低通滤波器，同时对于电池也不希望有过快功率变化。

图13 输出电压40V，充电电流260A时的稳态和动态波形Fig.13 Waveforms at 40V/260A output

输出电池电压为7V、电池放电电流为260A的波形如图14所示。其中图14(a)通道1为充电电流，通道2为V2侧IGBT上的电压，通道3为高频变压器初级电流，通道4为V1侧IGBT上的电压。

图14 输出电压7V，放电电流260A时的稳态和动态波形Fig.14 Waveforms at 7V/260A output

从图13和图14的稳态波形可以看出，V1侧的IGBT导通时，变压器初级电流为正；V2侧IGBT导通时，变压器初级电流为负，从而证明了本文提出的方法，在不同输出电压情况下，IGBT均是零电压开通，实现了全范围的软开关控制。充放电的动态波形也表明，在不同输出电压和电流的情况下，占空比加移相调制和纯移相调制两种方法平滑实现了切换，达到了双向直流全范围软开关的效果。

5 结论

本文深入分析了双向全桥直流变换器实现软开关的条件，比较采用移相加占空比调制法和纯移相调制两种方法的优缺点，提出了一种将两种方法的优点结合的控制思路，实现了传输功率的最大化和全负载范围内的软开关，最后进行了相关的实验证明。从理论和实验结果来看，可以得到以下结论。

(1) 双向全桥直流变换器采用纯移相调制，适用于输入输出电压均恒定的情况，能实现软开关的同时也能达到传输的功率最大，但这种方法不适用于输入或者输出电压变化的情况。

(2) 双向全桥直流变换器单纯采用移相加占空比调制，适用于输入输出电压均变化的情况，能实现全范围的软开关，但不能实现传输功率的最大化。

(3) 采用本文所提出的前两者优点结合的方法，既能实现全电压全负载范围的软开关，也能同时实现功率传输的最大化。

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Research on full power range soft-switching control technology of dual active bridge DC-DC converter

WANG Yue1, GUO Hai-ping2, GAO Yuan1

(1. School of Electrical Engineering, Xi’an Jiaotong University, Xi’an 710049, China；2. China Southern Power Grid, Guangzhou 510080, China)

Dual active bridge (DAB) DC-DC converter can achieve soft switching without external circuits, which leads to high efficiency. It can transfer large power with traditional pure phase shift modulation, but can not achieve soft switching at light load range. Phase-shift with duty cycle modulation can realize the soft switch in the whole power range, but the maximum transmission power decreases as the duty ratio decreases which is obvious when duty cycle is small. This paper studies soft switching characteristics of DAB and proposes an optimal control method which combines the advantages of two kinds of modulation methods. In this control method, flexible smooth switching can be realized, namely realizing soft switching in full power range and ensuring the maximum transmission power at the same time. Finally, the control method is verified by a 12kW prototype, the experiment results show that the control method is feasible.

dual active bridge DC-DC converter; soft switching; phase shift control; duty cycle

2014-10-11

王 跃 (1972-), 男, 辽宁籍, 教授， 博士, 研究方向为大功率电力电子变换技术； 郭海平 (1986-)， 男， 湖南籍， 工程师， 硕士， 研究方向为风力发电、 柔性交流输电和电力电子装置。

TM46

A

1003-3076(2016)01-0007-06