混合磁芯脉冲电压耦合器的宽频带电路仿真模型

陈 鹏，陶 智



混合磁芯脉冲电压耦合器的宽频带电路仿真模型

陈 鹏1,2，陶 智1

（1. 苏州大学，江苏 苏州 215000；2. 苏州泰思特电子科技有限公司，江苏 苏州 215000）

采用阻抗不同的AB两种磁芯，提出了两种混合AB磁芯的脉冲电压耦合器模型，即AA+BB和A+B两种混合磁芯设计方案，然后建立了电路仿真模型进行分析；最后，制作试验电路对该耦合器进行高压电容器放电试验。高压试验结果表明，混合磁芯耦合器的仿真电压和电流波形与试验波形基本吻合，从而验证了电路仿真模型的正确性。

电压耦合器；非线性电感；涡流电阻；混合磁芯；电路仿真模型；电容器放电试验

在电磁兼容试验领域中经常需要通过耦合器将试验电压施加到被试设备上。为了满足宽频带电压试验要求，部分标准推荐采用混合磁芯耦合器。

DO-160G标准一共规定了5种电压试验波形，其频率涵盖了从kHz到MHz的宽频带范围。该标准还特别规定了耦合注入试验方法。所谓耦合试验就是要求试验电平通过耦合变压器方式施加到被试品上（如电缆束）。为了满足宽频带信号耦合要求，本文提出了混合磁芯耦合器设计，也就是说这种耦合器的磁芯由两种或两种以上磁芯材料构成。其具有优良的幅频特性曲线，它不仅在低频段和中频段具有很高的电压增益，而且在高频段以上具有适当的噪声衰减比。这种磁芯设计的关键是通过选择合适的磁芯配比从而获得耦合器所需的转折频率。

为了定量研究耦合器的频率特性曲线就必须建立电压耦合器的宽频带等效模型。目前国内外虽有部分文献提及了混合磁芯技术，但是未见其电路仿真模型研究的相关报道。国外Trung等[1-3]提出了基于波穿透理论的涡流电阻计算方法；国内陈鹏等[4-6]进一步简化了前人的计算结果，将非线性电感和涡流电阻均等效为磁通密度的函数。

本文提出了一种创新性的设计方案，即A+B混合磁芯设计方案，建立了AA+BB和A+B两种混合磁芯的非线性电感和涡流电阻模型；最后通过高压电容器放电试验验证了两种等效模型的正确性。

1 电压耦合器概念设计

电压耦合器的物理本质是1台二次侧空载的脉冲变压器，如图1所示。其中，U形环为变压器的磁芯，p为原边的励磁电压，p为原边绕组的匝数。

根据电磁感应定律知，磁芯的截面积可取为：

式中：∆为磁通密度变化量。对于单极性工作电压，∆≤s最大磁通饱和密度），即只能工作在第一或第三象限；对于双极性工作电压，∆≤2s，即磁芯可以工作在第一和第三象限。

一般地，变压器上下两块U形磁环的磁性材料是相同的，故称之为单一磁芯耦合器。本文采用阻抗不同的AB两种磁芯进行混合，提出了两种混合磁芯设计方案。分别如图2（a）和2（b）所示。

(a) AA+BB型混合磁芯

(b) AB型混合磁芯

图2 两种混合磁芯耦合器设计

Fig.2 Coupler designs of two kind of hybrid magnetic cores

这两种混合磁芯有着本质区别：1）AB磁芯中，A型和B型承受的磁通密度始终相等；2）AA+BB磁芯中，A型和B型磁芯承受的磁通密度可能不等。

2 混合耦合器建模方法

从磁芯建模角度来看，传统单一磁芯组成的电压耦合器可以等效为1台二次侧空载的变压器，如图3所示。其中，Lo和Ro为原边线圈的空心电感和铜损电阻，Lm和Re为铁芯的非线性电感和涡流电阻。

图3 耦合器等值电路模型

文献[1]给出了磁芯参数m和e的计算方法。

耦合器的磁芯电感可以等效为一个电流源模型，流过其中的电流L可表示为磁通密度的函数：

式中：为磁场强度；为磁路长度；=()为磁性材料的-磁化曲线函数（通常是已知的）。

涡流电阻e可表示为磁通密度的指数函数：

e=oe±KB（3）

式中：o和为常数。当磁通密度增加时，之前的符号取正；反之，则之前的符号取负。

2.1 AA+BB型混合磁芯模型

AA+BB混合磁芯的电路仿真模型如图4所示。由图可见，这种混合磁芯设计中，A型和B型磁芯之间没有联系，相当于两只铁心电感器串联而已。

图4 AA+BB型磁芯等值电路模型

2.2 A+B型混合磁芯模型

A+B型混合磁芯的电路仿真模型如图5所示。其中，A和B分别为A型和B型磁芯的涡流电阻，A和B分别为A型和B型磁芯的铁芯电感量。

下面给出图5电路仿真模型的推导过程。推导过程中需要将图2（b）所示的AB混合磁芯看成单一磁芯，其等值电感和涡流电阻分别为m和e。

图5 AB型磁芯等值电路模型

如果混合磁芯能够等效为单一磁芯，则A型和B型磁芯在任意激励作用下的有功功率相等，即：

式中：A和B为A型和B型磁芯励磁电压。

磁通密度A和B产生的感应电压分别为：

式中：A和B分别为混合磁芯中A、B磁芯有效导磁截面积；A和B分别为A、B磁芯承受的磁通量。

事实上，端电压A和B总是相等，原因如下：

1）A=B。在混合磁芯设计中，为了减小接缝处的漏磁通量，A型和B型磁芯的截面积总是相等。

2）A=B，即A型和B型磁芯承受的磁通量近似相等。原因是两者在接缝处的漏磁通量为零。

很显然，如果假设A型、B型磁芯与等效后的单磁芯承受的磁通密度相等，则mag=A(或B)。

将A=B=mag代入公式（4），得：

按照同样的思路，假设无功功率相等，则有：

L=LA+LB（7）

式中，LA和LB为流过电感LA和LB的电流。

综合公式（6）和（7）知，AB混合磁芯中的A磁芯和B磁芯是等效并联的，如图5所示。

2.3 磁芯设计分析

两种混合磁芯设计在电路原理上的主要差异：

1）AA+BB混合磁芯中，AA和BB磁性存在串联均压问题。这是因为两种磁芯的阻抗不等。在这种设计方案中，阻抗越大的磁芯越先进入饱和。

2）A+B混合磁芯中，A磁芯和B磁芯存在发热不均匀现象。这是因为流过两种磁芯的涡流电流不相等。涡流电流越大的磁芯其发热量也越大。

3 耦合器设计及其试验

本文综合了AA+BB和A+B两种混合磁芯设计方案，如图6所示。它不仅可以获得良好的幅频特性曲线，而且有效缓解了AA+BB两种磁芯由于串联不均压引起的渐进饱和特性。在耦合器工作过程中，如果部分磁芯过早进入饱和状态，则该部分磁芯就失去电磁作用，从而影响后续工作过程。此外，较为严重的渐进饱和特性会引起信号的耦合失真。

3.1 温升试验

根据图5所示电路模型可知，两种磁芯的发热量反比于其涡流电阻。为了验证上述结论的正确性，提出了如图7所示的试验电路，其中，U型磁芯为A+B混合型，且B型磁芯的比损耗值为A型的3.1倍。经过试验知，A型和B型磁芯的温升分别为41℃和15℃，二者近似反比于其比损耗（或涡流电阻）。

3.2 冲击电压试验

图6混合磁芯的等值电路模型如图8所示。

图8 混合磁芯耦合器电路模型

为了验证模型正确性，搭建了如图9所示的试验电路。其中，Xrea为图6所示的混合磁芯耦合器，Rinc为脉冲电容器的等值内阻[7~8]，MS为机械开关。

需要特别指出的是，电容器内阻Rinc对电容器放电电压和放电电流有很大影响，不可忽略不计。

通过电容器放电和电路仿真方法分别得到耦合器Xrea的两端电压波形和流过其中的电流波形分别如图10和图11所示。

从图10和图11可以看出，仿真波形与试验波形高度吻合，这就证明了图8仿真电路模型的正确性。

图10 耦合器的放电电压波形

图11 耦合器的放电电流波形

4 结论

（1）耦合器磁芯电路仿真模型可以等效为非线性电感和涡流电阻的并联模型，其中，铁心电感电流L和涡流电阻e均可表示为磁通密度的函数。

（2）AA+BB混合磁芯可以近似认为A型和B型磁芯是串联连接的，A+B混合磁芯的A型和B型磁芯可认为是并联连接的，即二者等效电路模型不同。

（3）A+B型磁芯中两块磁芯的发热量反比于其涡流电阻值，也就是反比于磁性材料的比损耗值。

（4）图8所示的等值电路模型准确反映了图6给出的AA+BB与A+B混合耦合器的电路瞬态响应特性，可用于研究该电压耦合器的幅频特性曲线。

[1] TRUNG L, FISCHER A W. On the simulation of value reactors[C]// 2007 European Conference on Power Electronics and Application. NY, USA: IEEE, 2007: 1-9.

[2] FINK J H, BAKER W R, OWREN H M. Analysis and application of a transformer core that acts as an arc snubber [J]. IEEE Trans Plasma Sci, 1980, PS-8(1): 33-38.

[3] ASAKA K, ISHIHARA C, BABA N, et al. Anode reactor powder cores for DC transmission systems [J]. J Jpn Soc Powder Powder Metall, 2000, 47(7): 705-710.

[4] 陈鹏, 曹均正, 魏晓光, 等. 高压直流换流阀用饱和电抗器的暂态电路仿真模型 [J]. 高电压技术, 2014, 40(1): 288-293.

[5] CAO J, DAVIDSON C, MOULSON S. Dynamic modeling of saturable reactor for HVDC applications [J]. IET Sci Meas Technol, 2007, 1(3): 138-144.

[6] 张建国, 付兴珍. 高压直流输电晶闸管阀用饱和电抗器的设计[J]. 西安航空技术高等专科学校学报, 2010, 28(3): 30-33. [7] 齐文达, 雷彬, 李治源, 等. 被动电装甲高功率脉冲电路参数特性分析[J]. 高电压技术, 2015, 41(6): 1857-1864.

[8] ZOLPER J C. Emerging silicon carbide power electronics components [C]//IEEE 2005 Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC 2005). NY, USA: IEEE, 2005: 11-17.

（编辑：陈渝生）

Wide-band circuit simulation model of pulsed voltage couplers made of hybrid magnetic cores

CHEN Peng1, 2, TAO Zhi1

(1. Soochow University, Suzhou 215000, Jiangsu Province, China; 2. Suzhou Test Electronic Co., Ltd, Suzhou 215000, Jiangsu Province, China)

Using A and B two kinds of magnetic cores with different impedances, two models of pulsed voltage couplers made of A，B hybrid magnetic cores were proposed, which were two kinds of AA+BB and A+B. Then the circuit simulation models were built and analyzed. Finally, the high voltage capacitor discharging tests on the coupler were conducted by using the fabricating test circuit. The test results show that the simulation waveforms of voltage and current coincide with those of the tests. The validity of circuit simulation model is verified.

voltage coupler; nonlinear inductance; eddy-current resistance; hybrid magnetic cores; circuit simulation model; capacitor discharge test

10.14106/j.cnki.1001-2028.2017.01.015

TM622

A

1001-2028（2017）01-0076-04

2016-10-25

陈鹏

江苏省博士后科研资助计划（No. 1601016C）；江苏省产学研基金项目资助（No. BY2016043-06）

陈鹏（1983－），男，山西保德人，高级工程师，主要从事电力电子器件应用技术研究，E-mail: chenpeng20020050@163.cnn；

陶智（1983－），男，江苏苏州人，教授，研究方向为信息与信息处理，E-mail: taoz@suda.edu.cn。

http://www.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20161230.1024.016.html

网络出版时间：2016-12-30 10:24:33