开关-耦合电感DC-DC变换器*

余岱玲，丁新平，宋英杰，赵德林

(青岛理工大学 信息与控制工程学院，山东 青岛 266520)

0 引 言

由于清洁能源和绿色能源的高速发展，光伏发电、燃料电池和潮汐能发电等所用电能转换电路必须拥有高效、高升压增益等特点[1]。含有隔离变压器的传统DC-DC拓扑电路，由于变压器的存在，能够实现较大的升压倍数，譬如Push-pull等。但是，传统隔离变换器由于漏感能量带来了有源器件的过高电压应力和低效率，使得其在应用中不得不增加吸收电路或者软开关电路，添加的吸收电路或软开关电路增加了系统的复杂性，影响了该类电路的应用潜能[2-3]。

一些非隔离型DC-DC电路通过采用耦合电感、级联技术、开关电感和开关电容等能够实现高升压增益功能[4-7]。单纯的某一种功能升压能力往往有限，集成两种升压技术的电路陆续出现，并取得一定的效果。

含有开关电感的DC-DC变换器能够实现在输出端获得较大的升压倍数[8-10]，两个电感的工作方式为当开关管导通的期间，电源电压同时作用于两个电感上，以并联的方式储存能能量，在开关关断期间，两电感经过两者间的通路以串联方式释放自身能量，继而达到升压功能，升压能力较之传统升压电路(Boost，Sepic等)有了显著改善，但升压能力不是很高。耦合电感型DC-DC转换器利用耦合线圈匝数比和占空比增大输出电压增益[4]。但是，在实现高电压增益(8 倍～12 倍)时，变压器匝比太大，带来了能耗较大、效率较低等缺点。

提出包含有开关模块和耦合模块的相关DC-DC拓扑族的优点的开关-耦合电感DC-DC变换电路(Switched-coupled inductor DC-DC converters)。输入端利用开关电感导通时并联储能和关断时的串联释放能量的特性完成电路的升压功能，输出侧利用耦合电感匝比实现升压功能。两种升压功能连同占空比一起使电路的输出电压获得较大的升压倍数。电路中，开关器件能够在零电流(ZCS)条件下导通、整流二极管能够满足零电流(ZCS)截止条件，开关管开始断开的瞬间，箝位二极管发挥其功能，释放耦合电感的漏感能量至输出电容，实现了能量的回收利用。该电路具有效率高、升压功能强和电磁干扰小的优点，可以应用于清洁、绿色能源等场合实现电能的高效转换。

1 开关-耦合电感Boost变换电路

1.1 开关-耦合电感Boost变换电路工作状态分析

图1即为所要阐述的新式开关-耦合电感Boost拓扑电路的基本拓扑原理图。在含有开关模块的Boost拓扑电路和含有耦合模块的Boost拓扑电路的基础上整合改善而成。整合了两种电路的升压功能，实现电路的输出电压获得较大的升压倍数的同时，有源元件工作在软开关环境下，关断瞬间箝位二极管发挥作用，释放耦合绕组的漏感能量至输出电容，实现了能量高效利用，改善了电磁环境，提高了电路的高效率。图2为考虑储能电感漏感时的等效电路图。

图1 开关- 耦合电感Boost变换器Fig.1 Switched- coupled- inductor Boost converter

图2 开关-耦合电感Boost变换器等效图Fig.2 Equivalent circuit of switched-coupled Boost converter

根据电路中的电压、电流情况，将电路在一个工作周期内的工作状态(模式)分为如下四种。具体工作状态结合图3所示电路关键器件电压、电流状态进行分析。图4为拓扑结构中关键器件波形。

图3 开关-耦合电感Boost变换电路工作状态Fig.3 Operation modes of switched- coupled inductor Boost converter in one switching cycle

图4 开关-耦合电感Boost关键波形Fig.4 Key waveforms of switched-coupled inductor Boost converter

阶段1(t0～t1)(图3(a)所示)：本时段是开关管S导通前的过渡过程，前一时段为截止状态。在t0时， S由关断变为连通的瞬间，因为漏感L3K， D3正向连通，构成续流回路，将漏感L3K内的能量传输到输出电容，输出电容C充电。流经L1、L2的电流iL1、iL2缓慢增加，与其串联的D1、D2正向连通，反向压降作用于D12两端，使D12反向关断。随着漏感L3K能量的减少，输出电容C提供负载RL所需要的能量，电源Vg向电感L1、L2及漏感L1K、L2K充电，此时输出端负载电阻RL消耗的能量由漏感L3K和输出电容C共同提供，作用于二极管D3的电流iD3缓慢减小。当漏感L3K储存能量消耗完后，续流二极管D3零电流(ZCS)关断，导通过渡过程结束。

阶段2(t1～t2)(图3(b)所示)：导通工作模式。开关管S持续导通，电源Vg给励磁电感L1、L2充电，励磁电流iL1、iL2在电源Vg的作用下线性上升，电容C给负载RL供电，形成环路Vg-D1-L1-L1K-S，Vg-D2-L2-L2K-S，C-RL，在两个回路中，相互耦合的L1、L2、L3三个储能器件开始工作，进行充电，电容C放电。

阶段3(t2～t3)(图3(c)所示)：关断过渡阶段。在t2时，开关管S截止，漏感L1K、L2K释放能量，开关管内部等效漏源间结电容储能，漏源间电压升高，开关电感电压反向，二极管D1、D2反向关断，D12导通。VSds高于VD4+VC后， D4导通，电压经箝位二极管D4箝位至VD4+VC，有效防止因漏感产生的电压过冲对开关元件造成影响，同时把漏感存储的能量传输到输出电容C把这部分能量循环使用，提高变换器的能源使用效率，随着漏感能量释放，电压尖峰值降低，输入端电压Vg以及相互耦合的电感L1、L2、L3存储在自身的能量和其本身存在的漏感L1K、L2K一起给后级稳压电容C和负载RL供能，此时主要器件状态几位漏感L1K、L2K放电，漏感L3K充电，输出端电容C储能。

阶段4(t3～t4)(图3(d)所示)：关断模式。在位于t3时，VSds电压减小，漏感L1K、L2K放电结束，D4反向截断，第三耦合绕组的漏感L3K释放储存的能量，电源Vg和电感L1、L2、L3一起将能量释放到输出端，此时输出端电容C充电，负载电阻RL获得能量，形成环路Vg-L2-L2K-D12-L1-L1K-L3-L3K-D3-VC1，耦合电感L1、L2、L3放电，输出电容C充电。

1.2 开关-耦合电感Boost变换电路直流稳态分析

电感电流为连续(CCM)状态时，新式开关-耦合电感Boost变换器包括两种重要的工作模式，分别为开关管导通、开关管关断两种情况。简单起见，在推导稳态电压关系时可以忽略导通过渡阶段和关断过渡阶段：

模态1：导通阶段(上节之阶段2)。此阶段S接通，后级电容C提供负载RL所需能量，输入的Vg向L1、L2及漏感L1K、L2K储能，此时输出端负载电阻RL所需的能量由漏感L3K和输出电容C共同提供。变换器能量传递存在三个环路Vg-L1-S，Vg-L2-S，C-RL，这时，开关-耦合电感Boost拓扑电路中各重要变量间数值等式满足：

模态2：关断阶段(上节之阶段4)。S截止，输入电源Vg和耦合线圈L1、L2、L3所存能量共同给C充电，并且为负载电阻RL供能，变换器通过Vg-L2-L1-L3-VC1这个环路完成能量的传递，此时，变换器中电压、电流关系满足：

在变换器工作在稳定情况时，在电感伏秒平衡原则的理论基础上，联合式(1)和式(2)可以计算出关于所提出的拓扑电路的电压升压比的关系等式为：

式中n为耦合电感匝数比N3:N2=N3:N1=n；Vg为直流输入电源电压；VC为电容C两端电压；Vo为负载输出电压；D为开关管导通占空比。

开关电感Boost拓扑电路与耦合电感Boost变换器拓扑电路电压增益分别为：

图5所示是四个变换的电路电压升压倍数B=Vo/Vg在占空比D改变时的变化曲线。分别是传统的Boost、含有开关模块的Boost、含有耦合模块的Boost以及新式开关-耦合Boost。其中，含有耦合模块的Boost和所提出的新式电路的匝数比n=5。由图可以看出，所提出的新式开关-耦合电感Boost电压放大倍数比其他三种拓扑要高。

图5 四种升压变换器升压增益对比图Fig.5 Waveforms comparison of voltage step-up gain in 4 kinds of converters

2 开关-耦合电感DC-DC变换器

把此种拓扑应用到传统DC-DC变换电路中，可以构成一族较大电压转换比的DC-DC拓扑电路，分别是开关-耦合电感Buck-Boost(S-CI Buck-boost)拓扑电路、开关-耦合电感Sepic拓扑电路(S-CI Sepic)、开关-耦合电感Cuk拓扑电路(S-CI Cuk)以及开关-耦合电感Zeta拓扑电路(S-CI Zeta)，电路图如图6所示。

图6 开关-耦合电感DC-DC变换器族Fig.6 A family of switched-coupled inductor DC-DC converter

上述开关-耦合电感DC-DC变换器工作状态以及工作原理与上文分析所述开关-耦合电感Boost变换器相差无几，具体原理分析不再赘述，其输出-输入电压关系B如表1所示。

表 1 开关-耦合电感DC-DC变换器电压增益Tab.1 Voltage gain of switched-coupled inductor DC-DC converters

3 实验结果与分析

在实验室设计进行验证，检验额定功率为200 W的开关-耦合电感Boost变换器样品机是否满足设计原理，用12VDC作为输入端直流电源值，负载端的电压设定为110VDC。实验电路的升压比为110/12=9.16，样机实测参数如表2所示。

表 2 样机电路参数Tab.2 Prototype circuit parameters

图7 实验波形Fig.7 Experimental results

在不同功率等级下，实验测试了开关-耦合电感Boost变换器的效率曲线，效率和功率等级的关系，图8即为其关系变化曲线。在80 W左右，升压9.2倍的情况下，电路效率能够达到92%，其后，随着功率的上升效率在下降，在200 W前后时，效率为89.6%。和考虑了寄生参数后的仿真效率有一点差别，究其原因，主要是开关-耦合电感的设计和绕制上有待进一步的优化和改进。

图8 样机效率曲线Fig.8 Efficiency waveform of prototype

图9 样机照片Fig.9 Photo of prototype

含有开关-耦合电感模块的DC-DC拓扑族电路兼有上述含分别模块的调压功能。能够在实现较高的升压增益(8倍～12倍)的同时，达到比较高的转换效率(90%左右)。单个开关电感对于输入电流应力降低，有源元件工作在软开关环境下，降低了有源元件开关损耗和整流二极管反向关断时产生损耗，同时改善了开关管的工作环境。

4 结束语

开关-耦合电感DC-DC拓扑族是一种具有高电压升压比的DC-DC变换电路。采用添加开关模块和耦合模块来实现增大变换电路的电压转换比，电路在采用合适占空比时能够实现较大的电压转换比。考虑到电路的结构，开关-耦合电感高升压增益变换器相比于其他结构具有如下优点：

(1)开关管S电压过冲较小。 箝位二极管D4能够限制漏感放电产生的电压过冲幅度，缩小了功率器件的应力等级，同时把漏感能量传输到输出电压进行充分使用，增大该变换器的能源使用率；

(2)有源元件的软开关工作环境。通过实现软开关通断，使工作在此条件下的有源元件提高性能，改善了电路的EMI和输出纹波，改善了电路的效率。主要有源器件如S能够在电流为0(ZCS)时刻导通，D3、D4能够在电流为0时刻截止，解决了整流二极管的反向恢复问题，并减少了开关器件的损耗；

(3)较低的输入电流应力。MOS管S接通时，开关电感模块以两个并联的形式为耦合绕组储存能量，MOS管S关断时，两个励磁电感以串联的方式释放能量，将励磁电流一分为二，降低了耦合绕组的励磁电流等级。