基于射频直采架构的微小型数字信道化接收机仿真

刘 法

(中国西南电子技术研究所，四川 成都 610036)

0 引 言

在国内机载通信、导航、识别(CNI)系统领域，现有飞机综合CNI(ICNI)系统产品与传统的三代机载CNI系统相比，体积、重量和功耗显著下降，其系统架构已经具备了软件无线电系统架构的雏形[1]。但是，受制于器件发展水平，在航电系统研制时多采用超外差架构，即设计在中频段进行模/数(A/D)、数/模(D/A)转换的射频接收机。虽然该接收机可使A/D后端数字信号处理部分的数字信号处理能力和速度要求降低。但是，该接收机对射频前端部分复杂度要求极高，导致机载CNI系统体积和成本居高不下，并且超外差架构的接收机导致功能波形软件与前端电路紧耦合，致使新功能扩展困难。

近年来，随着A/D、D/A转换器采样率已经由MHz提升至GHz[2]，其已经具备对宽带信号的数字化能力。这使得原本基于超外差架构的大型CNI系统接收机可被基于射频直采架构的微小型信道化接收机取代[3]。文献[4]给出了基于多相滤波器的多信道无线数字接收机的设计，该接收机通过下变频操作，以单个相同采样速率实现多频率信号的同时接收。文献[5]阐述了带通信号的直接采样理论，重点分析了带通信号的均匀采样和非均匀采样的数学分析。

以上文献的接收机设计方式依然采用一次变频架构设计，并没有考虑基于天线前端宽开的射频直采架构接收机设计需求。本文对基于射频直采架构的微小型数字信道化接收机进行仿真设计分析。首先，针对基于偶型多相离散傅里叶变换滤波器组和奇型多相离散傅里叶变换2种结构进行原理阐述；其次，分别给出对应2种结构的信道化架构图；最后，通过仿真进行理论分析验证。

1 基于多相离散傅里叶变换的数字信道化架构分析

图1 复信号的均匀信道划分方式

基于PDFT结构，可构建基本数字信道化接收机架构如图2所示。在图2中，通过将宽带信道均匀分为K个子信道覆盖，然后通过变频将每个频带上的高频信号变到基带上，最后设计统一的基带低通滤波器完成滤波并进行抽取[3]。

图2 基本数字信道化接收机架构

如图2所示，设K=FD，D为每条子信道的数字信号抽取倍数，且F≥1，第k个信道的输出为：

yk(m)=[x(n)e-jωkn]*hLP(n)|n=mD=

(1)

1.1 基于偶型排列的PDFT结构[6]

在基于射频直采架构的微小型数字信道接收机中，宽带信道被划分成K个子信道。每条子信道的可抽取倍数为D。当K=D时，称PDFT结构处于临界抽取状态，如图3所示。

图3 偶型排列且K=D的数字信道化接收机架构

在图3中，设hLP(n)的阶数为M，且M=LK，则有：

hLP(lK+p)

(2)

当K=FD时，称PDFT结构处于非临界抽取状态。当基于射频直采的微小型数字信道化接收机为非临界抽取状态时，可降低临界抽取给信道化接收机的参数设计灵活性带来的限制。在公式(2)中，令xp(m)=x(mD-p)，hp(m)=hLP(mK+p)，K=FD，可得：

yk(m)=

(3)

k=0,1,…,K-1

(4)

yk(m)=

(5)

根据公式(5)，可得在复信号接收模式下，基于偶型排列且K=FD的数字信道化接收机架构如图4所示。

图4 偶型排列且K=FD的数字信道化接收机架构

1.2 基于奇型排列的PDFT结构[6]

(6)

图5 奇型排列且K=FD的数字信道化接收机架构

2 仿真分析验证

本章节主要在临界和非临界条件下，对基于偶型排列PDFT结构的数字信道化接收机的宽带信号接收进行仿真验证。采用Matlab2016a的SIMULINK数据库进行仿真。

2.1 偶型排列临界抽取仿真

如图6所示，采用偶型临界抽取。发射信号为频率fa=5 MHz的单频复信号，采样频率fs=88 MHz。基于偶型PDFT结构数字信道化接收机的子信道路数K=8，由于采用临界抽取K=D，故每条子信道的采样数D=8。

图6 偶型排列且K=D=8的数字信道化接收机架构

图7 基于图1的偶行排列均匀信道划分方式

本文中所有的滤波器设计参数如图8所示，其中通带为5.5 MHz，阻带为6.375 MHz[7]。

图8 滤波器设计

由于发射信号为fa=5 MHz的单频复信号，因此，其经过偶型PDFT结构后，落在第1个子信道空间，如图9中第1个通道的scope所示。接收到信号周期为0.2×10-5s，即频率为5 MHz。从而与发射信号互相验证。此外，在图9中，左上角的信号幅度为0.15(归一化单位)，发射信号的幅度为1。那么，经过8路的信道化接收模式后，每路的幅度为0.125。跟图9框内幅度符合。

图9 子信道1中的接收信号

图10表示数字信道化接收机第2路信号的输出。通过幅度信息可以看出，相比于第1路中有效的接收信号，第2路中收到的信号(类似噪声)幅度为该真实信号幅度的1/10。那么，当应用能量检测等算法时，该噪声的能量为真实信号能量的1/100。因此不会产生信号误检。

此外，在图10和图11中，时间起始阶段会产生“暂态效应”或称“兔耳效应”[8]。“兔耳效应”是信道滤波器的瞬变响应问题。当信道宽度较窄时，兔耳效应更为严重。这意味着在远离真实信号载频的信道内出现不希望的峰值脉冲响应，会造成编码器设计的复杂。

图10 信道2中的接收信号

图11 信道2至信道8的时域输出

在图12中，当发射单音复信号的频率为5.6 MHz时，该信号落到过渡带(5.5～6.375 MHz，参见图8)时，给出子信道1和子信道2的接收信号。其中，由于引入fa-fpass=1 kHz的干扰，基中fa为发射信号频率，fpass为滤波器通带带宽。因此，图13中两幅子图都受到了1 kHz的信号调制。此外，由于发射信号落到了过渡带中，因此，该信号没有被滤波器滤掉，这样导致了子信道1中的接收信号(伪信号)的幅度相比于子信道2中接收到的信号幅度没有大幅降低。

图12 偶型排列且K=FD的数字信道化接收机架构

图13 当fa=5.6 MHz时，子信道1和2中的接收信号

2.2 偶型排列非临界抽取仿真

在图12中，数字信道化接收机采用偶型非临界抽取。其中，发射信号为频率fa=15 MHz的单频复信号，采样频率fs=88 MHz，信道路数K=8。由于采用非临界抽取，设每条子信道的采样数D=4，根据K=FD，可得F=2。

图14 公式(5)中的参数设置

图16给出了子信道1到子信道8中8路接收通道中信号接收情况。可以看出，根据公式(5)，可得发射端信号应该落在第2个接收通道内。通过图16的仿真结果可以看出，只有在子信道2中可接收到信号，与原理结果相呼应。

图15 子信道2中的接收信号

图16 子信道1至子信道8的时域输出

3 结束语

基于射频直采架构的微小型数字化信道化接收机带来的是数字信号处理能力的大幅提升。本文给出在临界和非临界抽取2种情况下，基于偶型PDFT结构的数字信道化接收机仿真验证。本文的仿真验证可有效地证明基于软件无线电设计思想，即将射频信号的数字化处理尽量前移，尽可能地降低模拟电路的复杂度，发挥数字信号处理的能力。通过本文的仿真验证，可有效地支撑基于射频直采架构的微小型接收机的宽开设计，为实现机载CNI系统的小型化和轻型化提供有效支撑。