基于BOOST型电路的APFC设计与实现

刘 磊,李 宏

(西安石油大学 电子工程学院, 西安 710065)

0 引 言

一般情况下，不间断电源(UPS)、电子镇流器及变频调速器等装置获得所需直流电压的方式通常是输入级利用单相或者三相不可控桥式整流电路，且在直流电压输出端并联容量较大的滤波电容。这种电路结构会使得二极管在一个周期内仅在电网电压峰值处导通，且导通角很小，从而使得电网电流波形发生严重的畸变，这是线路功率因数较低的主要原因，一般只有0.65左右。这与我国相关谐波标准有很大的差距[1]。所以功率因数校正(PFC)技术已引起国内外学者的广泛重视。

近些年，功率因数校正技术在很多领域有了较大的进步和突破，其中单相功率因数校正技术现已比较成熟，并广泛应用于镇流器、开关电源中的预变频器和直流变换器等各个方面[2]。但是，从电力电子装置的轻、小、薄，功率密度(单位体积的功率)和整机效率等方面来衡量PFC电路，则还有很大的创新空间。目前，美国德州仪器，意法半导体，日本富士电机公司，美国APT公司及西门子等公司先后推出了多种用于有源功率因数校正技术的专用芯片，如LM5117，MSC60028，UCC1857，APT5012JN-U2，ML4833，FA5332P(M)等[3]，其中由ST公司生产的L6562PFC专用芯片内部有低失调、高线性度的模拟乘法器，需要配置的外围电路极其简单等优点。本文利用意法半导体公司的L6562芯片，研制了一种能宽电压范围输入、稳定输出直流电压、输出功率为500W的APFC系统。

1 有源功率因数校正的工作原理

传统采用相控整流和不可控整流电路中，其输出端均含有LC滤波电路[4]，其实这类电路的本质就是非常典型的无源功率因数校正电路(PPFC)，主要思想是利用电路中电容与电感器件对输入的窄尖峰电流脉冲进行抑制，从而提高功率因数。但是这种校正功率因数方法十分有限，一般仅能达到0.86左右。但与之相对应的有源功率因数校正电路(APFC)却可将功率因数提高至0.995甚至更高，因此APFC技术才是工程实际中真正实用的功率因数校正方法，其基本校正思想框图如图1所示。

图1 APFC校正框图

通常现有方法都是采用双回路控制APFC电路，电流环为内环，用于实现DC/DC转换器的输入电流波形与全波整流器的电压波形相同，外环为电压回路，能保持输出电压的稳定，通常转换器基本都是Boost电路。由于电路中起抑制电流脉冲幅值作用是有源器件，故被称为有源功率因数校正。欲使得网侧输入电流波形能在相位上完全跟踪输入正弦电压波形，一般我们采用的就是实际电流与标准正弦电流的偏差作为反馈，这样就会使得功率因数得到大幅度的提高。

2 主电路的选择与设计

主电路如图2所示，主要是由保护电路、抗电磁干扰电路、二极管构成的全桥式整流电路和升压型斩波电路组成。

图2 主电路原理图

2.1 主电路参数的设计

技术要求：

(1)输入电压：Uin=80～270(1±10%)，50Hz。

(2)输出电压：额定直流400V。

(3)输出功率：额定输出最大功率是500W。

2.1.1 泵升电感的设计

(1)计算Pin=Po max时的最大峰值线电流(A)为

(1)

(2)电感上的纹波电流(A)为

ΔLL=0.2IPK=0.2×8.84=1.8

(2)

(3)最低输入电压峰值时的最大占空比为

(3)

(4)泵升电感值(mH)为

(4)

计算出泵升电感值以后，就可根据其电感值与工作时流过的电流，按式(5)选定电感铁心 ：

(5)

(6)

泵升电感气隙值为

(7)

其中,μ0=1.257×10-6H/m。由式(7)可知，泵升电感气隙值为2mm。

2.1.2 滤波电容的设计

(8)

所以选择滤波电容时，应注意该电容的等效阻抗应小于2.5Ω。

3 控制电路的研究与设计

3.1 电流模式控制

传统的功率因数控制电路应用的是电压模式控制，这种方法只有一个电压控制环，结构简单，但是有一个显著的缺点是不能有效地控制电路中的电流，这样就会给设计电路短路保护与过载保护带来极大困难，而且采用单独的电压控制环时，由于电压环响应较慢，致使输出的低频纹波很难被消除。所以本课题选用电流模式控制，其基本思想是：电流环为内环，用于波形跟踪，外环为电压环，保证输出电压的稳定。该控制方法可扩大系统的稳定域、增强系统的动态特性和稳定性，同时还可在很大程度消除输出电压波形中频率较低的纹波[3]。

由于峰值电流模式控制电路中电感电流往往带有噪声，容易引起比较器误动作，造成工作不稳定，这对很多精确控制电感电流平均值的电源来说是不允许的。所以本课题选用了平均电流模式控制，该方法的优点是控制精度高，而且积分环节对电感电流具有滤波作用，其原理如图3所示。

图3 平均电流模式控制的原理

3.2 控制电路的设计

该课题控制电路的主控芯片应用了ST公司的L6562，芯片内部具有一特殊电路结构的高线性度的乘法器。在宽输入范围内均具有良好的THD，功耗极低，且门极驱动电流达到了700mA，经电气隔离后可直接驱动中小功率的MOS和IGBT。图4为设计的具体原理图。

图4 控制电路原理图

采用电阻检测和电压传感器都可以使引脚3获半个正弦波电压波形，前者检测几乎无延时，辅助电路简单，但检测电路与主电路没有电气隔离。利用电压传感器需要配置电源，成本高，但是检测电路与主电路是隔离的。本设计基于整机功率较小，所以利用电阻网络分压来检测，C2、C3是为让3引脚获得稳定的正弦波。R8和RP1实现输出分压采样的功能，为引脚1提供比较电平。R9、R10、C7、C8与引脚1、2构成了PI调节器，其中C8为皮法量级，目的是为了防止自激振荡，属于密勒补偿。R10是为了限制比较器的开环增益。电阻R4是为了防止MOS管发生寄生振荡，但此电阻会影响栅源驱动电压的建立，所以取数十欧姆为宜。MOS管栅极绝缘二氧化硅层很薄，当栅源电压高于20V会将它击穿，所以二极管VD6和稳压管VS1是为了稳定栅极电压，R6并联在栅源之间是为了增强MOS管的抗干扰能力。与MOS源极相连的电阻R7是过电流保护的电阻，与芯片的引脚4相连，当其引脚4检测电压达到内部比较器阈值电压时,芯片内部通过触发器来封锁脉冲，从而保护开关管。ZCD引脚为过零检测端，本设计中未用到此功能，所以直接接地禁止该功能。

4 实验测试

为了验证课题设计的正确性和可行性，本文利用了Multisim仿真软件对主电路进行建模并仿真。由于在仿真软件中仿真的模型是理想模型，有些未能在仿真软件中找到的器件应用了软件中相近的器件来代替，因此会导致仿真出来的结果与实际结果之间会有略微的差别。图5分别是交流输入电压为80V与270V在交流输入侧测到的电压与电流的波形图，从图中可以看出电流波形与电压波形接近同相位。实验结果验证了方案的合理性、可行性以及正确性。

图5 交流输入端测到的电压与电流的波形图

5 结 论

本文利用平均电流模式控制技术，设计了一种固定开通时间的新颖APFC电路。不仅可以使得输入电流波形与电压波形保持同步，而且还可以使输出端的直流电压波形也较为平滑，实验测得其总的功率因数约为0.96。该设计可以用于小于500W的直流开关电源以及电器设备、充电装置(例如：蓄电池充电器)、UPS等系统当中。在中小功率的场合，采用该方案能在很大程度上改善电源的功率因数。