一种纯CMOS低功耗高电源抑制电压基准电路

于建海， 尹 亮

（1.梧州学院电子与信息工程学院，广西梧州543002；2.哈尔滨工业大学MEMS中心，哈尔滨150001）

0 引 言

基准电压和偏置电流源是模拟和混合信号集成电路中的重要部分，例如传感器，便携式移动设备和生物医学芯片［1］。它可以为其他模块提供参考，因此其特性直接影响系统的整体性能［2］。传统的带隙基准电路［3-4］通过加权NPN 双极晶体管的基极-发射极电压的负温度特性和热电压的正温度特性得到独立于电源电压、工艺和温度的零温度系数［5-6］。传统电路采用运算放大器结构或共源共栅结构来稳定输出电压以改善电源抑制比（Power Supply Rejection Ratio，PSRR），但具有功耗高和芯片面积大的缺点，而且运算放大器的噪声和速度也会影响输出电压［7］。

为了解决上述问题，本文提出了一种低功耗电压基准电路，其中所有MOS 晶体管都工作在亚阈值区域。为提供电压基准偏置，采用了具有高电源抑制的3 支电流基准源。为了节省功耗和面积该电路采用纯CMOS器件组成。仿真结果验证了该电路的优点。

1 传统的电流源

用于产生与电源电压无关的偏置电流的典型电路如图1 所示［7］。当电路上电时，M5通过M3和M1提供从电源到地的通路。为了降低电路的功耗，可以让M5在电路启动后关断，当电路满足UTH1＋UTH5＋条件后，才能关断。输出电流表达式：

图1 传统的电源电压独立电流源

因此，该电路理论上可以产生与电源电压无关的参考电流Iout。但由于沟道长度的影响，M1管的漏端和M2管的漏端存在较大的电位差，导致电流I1、I2不等，因此该模块的PSRR 相对较差。为了削弱参考电流对电源电压的灵敏度，文献［8-10］中提出了一种3支电流参考结构。这个电路电阻用于控制偏置电流，因此硅面积会增加以增大电阻获得nA 级电流。在标准CMOS工艺中，电阻器模型误差很大，而且电阻器增加了参考衬底噪声耦合的敏感性［11］。

2 改进的3 支路电流参考源

一种新颖的电流基准电路可以提高PSRR并降低对温度的灵敏度，如图2 所示。采用3 分支结构形成负反馈环路来抑制电源的变化。当电源电压Vdd增加时，电位VX降低；同时电位VB作为共源放大器的NM2的栅电压增加；出于同样的原因，在共源级NM1的作用下，A点电位下降；共源级PM7作用下，X点电位VX上升。因此，就形成了VX↓→VB↑→VA↓→VX↑的负反馈环路，所以整个系统的电源抑制比较高，输出基准电流随电源电压变化较小。当X 点电位VX升高，I1、I2、Iout、Iref均减小，Y点电压降低得很快，VY＝（I1＋I2＋Iout）RNM5＋（I1＋I2＋Iout＋Iref）RNM6，这使得X点的电压迅速下降。NM2 的源极与NM5 管的漏极连接，构成了快速负反馈回路。控制参考电流大小的电阻器由工作在线性区域的NM5 代替。NM5 栅电压由二极管连接的NM4 的漏端电压偏置。NM4 的栅-源电压具有负温度系数，而NM5 的漏-极电压具有正温度系数，因此决定电流I2大小的Q点电位可以加权到零温度系数。NM6 用作大电阻，使电流稳定，这种结构最终会削弱温度的影响。

图2 改进的电流源偏置电路

为了降低电路的功耗，在nA 级的基准电流源中，一般采用MOS管工作在亚阈值区域。当UGS≈UTH或者UGS是略小于UTH时，其电流表达式如下［12］：

式中：S为晶体管的宽长比；I0为特征电流；ξ为亚阈值斜率因子；UT＝KT／q 是热电压，K 是波耳茨曼常数，T是绝对温度；q 是基本电荷；UHT是MOSFET 的阈值电压。对于UDS＞0.1 V，电流Id几乎与UDS无关，可以得出：

晶体管NM1、NM2和NM3工作在亚阈值区，根据亚阈值的公式，可以得出NM1与NM3的电流：

因为PM6和PM7构成一对电流镜结构，而且由于PM6和PM7具有相同的尺寸，所以Iout＝Iref，NM3的宽长比是NM1的β倍，即SNM3＝βSNM1。因而可得：

结合式（5）和（6），可得：

NM5管工作在深度线性区，其电阻值可求得：

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因此，输出参考电流可改写为：

由上面的公式可得，3 支路电流源的输出电流大小取决于NM5的宽长比尺寸。Q 点的电位容易随温度发生变化，因而势必会影响电流I2的变化，导致Iout、Iref随温度变化。只有Q 点电位稳定，才能产生不随温度变化的Iref电流。由电流镜原理可得：

从式（14）可以看出，第1 项是具有正温度系数的热电压，第2 项是具有负温度系数的MOSFET 的阈值电压。通过适当加权，可以得出零温度系数的VQ，使温度对参考电流的影响减弱。

在TT SS FF的工艺角下，输出电流随电源电压的变化如图3 所示，输出电流的温度特性如图4 所示。可以看出输出电流略有正温度系数，当电源电压为0.75 V时，它可以正常工作。

图3 在不同工艺角下，输出电流随电源电压的变化

3 电压基准源电路

图4 在不同工艺角下，输出电流随温度的变化

偏置电压电路如图5 所示。PM4、PM3、PM2、PM1有相同的宽长比且都工作在饱和区，以保证它们具有相同的漏极电流（Ip）。可以看出，晶体管的栅-源电压（从UGS8到UGS15）形成闭环，M9、M11和M13中的电流分别为4Ip、3Ip和2Ip。因此，电路的输出电压UREF可由下式给出：

图5 改进的零温度系数基准电压电路

根据式（3），可得

式（15）可改写为

假设可以忽略晶体管的阈值电压之间的不匹配。式（17）表明，UREF可以表示为栅-源电压UGS9和由晶体管尺寸缩放的热电压UT之和。因为UTH为负温度系数并且UT为正温度系数，通过调整晶体管的大小可以获得具有零温度系数的输出电压UREF。

整个电路如图6 所示。它由3 个模块组成，即启动电路，电流源产生电路和偏置电压电路，启动电路用于避免简并偏置下的稳定状态。电源上电时，PM10工作在导通状态。Iin注入主电路。同时，PM9导通，MOS电容器NM7充电，PM10栅极电压逐渐增加。最后PM10断开，启动电路与主电路分离。

图6 基准电压参考总电路

4 仿真结果和分析

本文提出电路的性能在SPECTRE器，0.18 μm标准CMOS工艺和1.8 V电源下进行验证。

不同工艺角下输出电压的Tc分别如图7 所示。从FF的工艺角可以看出，Tc为48.88 ×10-6/℃，平均输出电压为506. 242 mV；在TT 的工艺角下，Tc为17.25 ×10-6/℃，SS工艺角下的平均输出电压为564.39 mV，Tc为23. 48 ×10-6/℃，输出电压为626. 516 mV。由于在不同工艺角下阈值电压变化明显，很容易看出输出电压随着不同的工艺角角变化很大。所提出电路的输出电压等于MOSFET 在0 ℃温度下的阈值电压。因此应该采用更精确的工艺以获得极好的参考。

图8 给出了在不同工艺角下作为电源电压的函数的输出电压UREF。可以看出输出电压呈现出良好的电源独立性。当电源电压高于0.75 V时，电路正常工作。电源范围从1.2 ～1.8 V，在TT工艺角下，电源的线性灵敏度为596.5 ×10-6/V。图9 给出了在室温情况下的PSRR。电源电压1.8 V，PSRR 为-66 dB @100 Hz，最差为-29 dB @ 63 kHz。在不同的工艺角，最大偏差小于2 dB。因此，实现了几乎与温度和供电电压无关的基准电压源。

输出噪声特性如图10 所示。可以看出，在低频带中噪声相对较大，约为4 μV/sqrt（Hz）@80 Hz。电路噪声主要是MOSFET 的闪烁噪声，可以通过增加MOSFET的尺寸来降低。不难看出在不同工艺角下输出电压的噪声变化不大。

图7 在不同工艺角下，输出参考电压随温度系数的变化

表1 总结了本文提出的电路特性与文献［7-8，15］中提到的3 支路结构CMOS电压基准电路相比较的结果。可以看出，本文的电路在PSRR、线性灵敏度方面可以与其他电路相媲美，并且在Tc和功耗方面明显优于其他电路。

图8 输出电压随电源电压变化

图9 参考电压源的电源抑制比

表1 与其他的低功耗CMOS电压基准电路的比较

图10 输出噪声特性曲线

5 结 语

本文设计了一种由纯CMOS晶体管组成的新型超低功耗电压基准源电路。该电路采用改进的3 支路电流基准结构替代传统的嵌入式运算放大器和共源共栅结构，同时核心晶体管工作在亚阈值区。因此该电路提高了电源抑制比和电源线性灵敏度的同时大大降低了功耗和芯片面积。采用0.18 μm 标准CMOS 工艺，仿真结果表明，电源电压可低至0.75 V，Tc约为17.5×10-6/℃，1.2 ～1.8 V之间的线性灵敏度为569.5 ×10-6/℃，输出电压约为563.5 mV，PSRR 约为-66.5 dB@100 Hz，整个电路的功耗仅为187.4 nW。