具有陷波结构的超宽带Vivaldi天线设计

李勇,唐智灵

(1.成都理工大学 工程技术学院，四川 乐山 614007；2.西南物理研究院，四川 成都 610041；3.桂林电子科技大学 电子工程与自动化学院，广西 桂林 541004)

0 引 言

超宽带天线一般是指天线的相对带宽达到25%以上，相对带宽定义为有效工作的频带宽度值与天线工作的中心频率的比。超宽带天线直接促进了高速移动通信技术的发展，主要应用在军用雷达、商业通信以及无线电监测等领域[1]。衡量超宽带天线的主要技术指标是相对带宽与增益，Vivaldi天线是常见的一种超宽带天线[2]。

目前对Vivaldi天线进行研究与改进的工作主要有以下几种：通过微带线-共面带状线巴伦馈电设计Vivaldi天线，天线工作的频率在2.5 ～3 GHz间，天线的最大增益约为4.5 dBi[3]，虽然设计简洁，但是带宽较小；加载三角形引向器设计的Vivaldi天线覆盖频带为3 ～11 GHz，除了个别频点出现脉冲式增益外，其他频点增益在0 ～ 4 dBi间[4]，总体而言，增益不高；加载吸波材料可拓宽频带为0.95 ～ 15.5 GHz，增益>6 dB[1]；通过加载折射率为0的复合方形环超材料，使得Vivaldi天线覆盖频带为13 ～60 GHz，天线增益<5 dB[5]，带宽较大，但增益略小；在天线辐射前端加载对拓结构的介质和过孔矫正的Vivaldi天线，其频带为4 ～16 GHz，天线最大增益接近10 dB[6]，带宽与增益都较好，只是陷波频点较少，隔离度不够；利用傅里叶级数将Vivaldi天线的槽线形状改变为不规则曲线，虽然阻抗带宽覆盖了2.1 ～ 9.2 GHz，但在4.5 ～ 6.5 GHz频段内增益较低，而且不平稳[7]；一种加载“Y”型缝隙与开口谐振环结构的Vivaldi天线在1.2 ～14 GHz的频带内实现了5.125 ～5.825 GHz频带的陷波，陷波频点较少，低频带增益在4 dB以上，高频带增益最大为13 dB[8]；新型叶状Vivaldi天线工作频带为0.7 ～3 GHz，增益最大为8 dB[9]；一种双指数渐变结构的超宽带Vivaldi天线，其工作频带为2 ～18 GHz，增益最大为10.5 dB[10]，不过陷波频点较少，隔离度不足；在Vivaldi双面天线单元的槽线周围布满金属化孔，频带宽度2 ～8 GHz，加入宽带引向振子提高增益，最大增益为10.42 dB[11]，但是增大了天线总体尺寸。

本文在典型的Vivaldi天线结构基础上，通过在指数渐变槽线的最大开口处加载1个梯形辐射片，间接构成三角形缝隙，从而在2.8 ～11.7 GHz频带内产生6个陷波频点，将天线的各个工作频点相互隔离，避免频间串扰，而且保障了天线的增益在5.11 dB以上。

1 Vivaldi天线结构分析

典型的Vivaldi天线结构与尺寸计算方法为[12-13]：介质基板的上表面由指数渐变槽线、矩形槽线和圆形开路腔体围成缝隙结构，下表面是馈电微带线，其末端渐变成为一个扇形结构，微带线和矩形槽线形成微带线/槽线耦合馈电结构。天线的指数线渐变槽线模型公式为

y=±(c1eRx+c2)，

(1)

式中：

c1=(y2-y1)/(eRx2-eRx1)；

(2)

c2=(y1eRx2-y2eRx1)/(eRx2-eRx1)。

(3)

取指数渐变槽线始、末端2个点的坐标P1(x1，y1)和P2(x2，y2)，由于开口宽度分别由所设计的工作频段的高、低截止频率决定，通常取低截止频率所对应介质波长的1.3倍左右作为最宽开口尺寸，则其二分之一值为x2；高截止频率所对应工作波长的2%左右作为最窄开口尺寸，则其二分之一值为x1。设定天线的总长为Ltotal，总宽为Wtotal，指数渐变率为R，指数渐变槽线长度为L，且起始点距离介质板边缘为L0，则可以确定坐标y1,y2的值，于是可由式(2)～(3)确定常数c1,c2。矩形槽线宽度W的确定方法如下。

先按照式(4)确定耦合因子N,

N=cos(2πud/λ0)-cotqsin(2πud/λ0)， (4)

式中：d为介质基板高度；λ0为自由空间波长；q由式(5)确定，

q=2πud/λ0+arctan(u/v)，

(5)

u,v由式(6)～(7)确定，

(6)

(7)

εr为相对介电常数，λs为槽线内介质波长。由于馈电微带线特征阻抗z一般取值为50 Ω，则槽线特征阻抗Zt为

Zt=Z/N2，

(8)

最后由式(9)～(12)确定矩形槽线宽度W。

Zt=Zt1+Zt2+Zt3，

(9)

其中：

Zt1=60+3.69sin[(εr-2.22)π/2.36]+

(10)

Zt2=2.81[1-0.011εr(4.48+

lnεr)](w/d)ln(100d/λ0)，

(11)

本文设计的Vivaldi天线上、下表面结构完全一致，如图1所示，在典型结构的指数线渐变槽线的最宽开口处加载了1个梯形辐射片，其腰线为指数渐变曲线。选用相对介电常数为3.0的FR4介质基板，高1 mm，损耗正切角是0.002。采用Antenna DesignKit大致计算出天线的尺寸，同时经过三维电磁仿真软件HFSS15.0进行优化仿真，最终确定尺寸如表1所示。

图1 天线的上表面与下表面结构

表1 天线尺寸

2 馈电结构

由于天线的上、下表面结构完全一致，而且均作为辐射面，因此采用波端口激励，馈电方式采用电磁耦合方式，即把馈电的微带线置于上、下表面之间的中间层，同时给上、下表面的辐射片馈送电信号，微带馈线结构及尺寸如图2所示。该微带馈线与图1中的正方形腔体及矩形槽线共同实现了输入阻抗的匹配，输入阻抗的匹配度主要是和微带馈线的宽度有关，天线的输入阻抗一般为50 Ω，通过HFSS软件优化微带馈线的尺寸，最终选取Wstrip=0.647 3 mm和Wstrip=0.747 3 mm两个尺寸所对应的史密斯阻抗圆图进行比较，如图3所示。可以看出，当Wstrip=0.647 3时，其阻抗圆图曲线距离理想的归一化阻抗值(1+0i)较接近，其电抗部分对天线的影响较小。最终确定的微带馈线尺寸为Wstrip=0.647 3 mm，Lst1=5.41 mm，Lst2=5 mm。

图2 微带馈线

图3 史密斯阻抗圆图

3 加载技术实现陷波

根据辐射单元电荷分布特点可知：电荷主要聚集在辐射片的两侧边缘和其他缝隙区域，开凿了缝隙的天线在某些频点与原天线产生的辐射场反相相消，形成带阻特性，对应的频点就是陷波频点，而陷波频点一般会伴随谐振频点的产生；同时，根据微波电路原理，开凿的缝隙相当于把天线等效为若干个RLC谐振支路，对应的谐振频点就会产生有效辐射能量[13-15]。由此可知，陷波频点与谐振频点共同实现了频段的隔离，有效抑制了工作频点之间的相互串扰。

本研究并没有在天线上开凿缝隙，而是在典型Vivaldi天线的最大开口处加载1个梯形辐射贴片，其腰线为指数渐变曲线，对应方程为

y=6×exp((95.14-x)×0.177),

x∈(95.148 5)，(13)

加载的梯形辐射片与槽线间接构成三角形缝隙，既能实现多个频点的陷波，又保障了谐振频点的较高增益。通过HFSS软件进行仿真分析，结果如图4所示。虚线图例orig代表没有加载辐射片的典型Vivaldi天线所对应的回波损耗曲线，回波损耗值<-10 dB的带宽是2.3 ～10 GHz，该频带内各个频点没有隔离；实线图例xianbo代表加载了辐射片的Vivaldi天线所对应的回波损耗曲线，回波损耗值<-10dB的频带带宽是2.8 ～11.7 GHz，相对带宽为123%，该频带内有6个陷波频点mj(j=2，4，6，8，10，12)，相应产生了6个谐振频点mk(k=1，3，5，7，9，11)，各个工作频点相互隔离，避免了通信串扰。

图4 回波损耗曲线

图5 增益方向图

增益也是衡量天线性能的一个重要指标，由于加载的梯形贴片位于指数渐变槽线的时变电磁场中，那么梯形贴片也会产生感应电流，从而对Vivaldi天线的增益方向图产生影响，图5便是加载了辐射片的Vivaldi天线所对应的增益方向图：图5(a)是较低的3个谐振频点对应的增益方向图，最大增益值9.46 dB，最小增益值5.11 dB；图5(b)是较高的3个谐振频点对应的增益方向图，最大增益值9.94 dB，最小增益值9.17 dB。

本文设计的Vivaldi天线与其他具有陷波结构的文献进行比较，对应的技术指标仿真结果如表2所示。

4 结 语

为了避免频间串扰，最简单的办法就是在天线前端加入滤波器，但这样做使天线结构过于庞大和复杂，本文通过加载1个梯形辐射片，间接构成三角形缝隙，产生了6个陷波频点，将2.8 ～11.7 GHz的频带分割为6个频带，该超宽带天线也具有较高的增益，可应用于无线电监测以及多频通信系统等领域。

表2 技术指标比较