基于变结构中继回路的感应电能传输无线充电系统

孙杰杉，杨金明，刘润鹏，邓梓颖

(华南理工大学 电力学院，广东 广州 510641)

感应电能传输(inductive power transfer，IPT)技术是一种利用磁场等软介质实现非接触电能传输的新型供电技术[1-2]，其以供电灵活、安全、稳定性高及环境亲和力强等优点广泛运用于消费电子产品、工业机器人、电动汽车和轨道交通等诸多领域[3-7]，避免了传统插拔系统存在的接触火花和插头老化等弊端。目前，电动自行车具有环保、安全和低价等优点，是人们不可或缺的一种交通工具，将小功率的 IPT电池充电运用于电动自行车具有广阔的市场前景。

图1所示为典型的电池充电曲线[8]，充电初期采用恒流(constant current,CC)模式，电池电压迅速增加。当电池电压达到充电切换电压时，采用恒压(constant voltage,CV)模式充电，充电电流逐渐减小到接近于零，充电完成。图1中电池等效电阻RB为充电电压UB和充电电流IB之比。为了实现安全充电，延长电池的使用寿命和充放电次数，IPT电池充电必须提供恒定的电流和电压。

图1 典型铅蓄电池充电曲线Fig.1 Typical charging curves of a lead-acid battery

目前，储能电池充电多采用CC、CV相结合的方法,即先对储能电池进行CC充电,当电压达到一定数值时转为CV充电[9-13],以解决CC过充和CV欠充的问题。文献[14]采用SS/SP补偿结构来实现CC充电，在负载变化的过程中通过频率调节来实现。由于在分析过程中忽略了负荷变化范围的影响，此方法只适用于一定的负荷范围。文献[15]提出采用串串和并串或串并和并并混合结构及切换开关,实现定频方式为电池组进行CV/CC无线充电。文献[16]设计了一种闭环控制策略，能够将充电电压和电流实时反馈至一次侧并对DC/DC变换器进行控制，从而实现充电时的CV/CC输出。在IPT系统原边逆变器之前加入前级变换器[17]，通过控制变换器来输出恒定电流或电压,同时也可通过逆变器的变频控制和定频变占空比控制[18]输出恒定电流或电压，这几种实现方式增加了控制复杂性且需要原副边之间通信。本文基于原边电路串并串补偿和副边电路串联补偿的电路模型，使用2个DD线圈和附加电容构成用于电能传输的中继谐振电路，通过控制2个交流开关的关断改变中继谐振电路的结构，从而实现系统的CC、CV切换。该方法无需原副边通信也无需复杂的控制电路，还可实现零相角运行、工作频率固定、开关零电压，既降低了功率器件的额定功率，又提高了效率。最后，通过搭建实验原理样机验证所提方法的可行性和有效性。该方法可应用在耦合机构位置相对固定没有偏移的场合，如给电动自行车铅蓄电池充电。将电动自行车牢固地夹在充电桩中，其停放位置相对固定，这确保了线圈的精确安装并且通常几乎不存在错位，此时即可通过控制交流开关的关断实现铅蓄电池高效率及稳定的CC、CV充电。在实际应用系统中，中继变结构线圈与接收线圈紧凑地放置于接收侧，在共享充电桩的前提下，通过配置合适的耦合系数可以改变系统充电电流，可适用于不同规格(充电电流不同)的电动自行车。

1 充电系统拓扑分析

1.1 DD型线圈分析

目前线圈主要分为单极性和双极性2种线圈。单极性线圈的绕制方式如图2(a)所示，其产生的磁场都分布在该线圈的中心；双极性线圈的绕制方式如图2(b)所示，2个子线圈的绕制方向相反，大小相等，产生的磁场沿线圈轴分布，这种双极性线圈也叫做DD线圈[19]。

图2 单/双极线圈结构Fig.2 Single/bipolar coil structures

利用有限元分析软件Maxwell对2个DD型线圈正对时的磁场分布进行仿真验证，搭建线圈的相对位置如图3(a)所示，有限元分析的磁场分布如图3(b)所示。由图3可以看到线圈产生的磁场集中在线圈附近，两线圈的中间空隙的磁场强度很小，几乎可以忽略不计，结果与理论猜想一致，当2个DD型线圈正对时，线圈产生的磁场大小相等方向相反，两线圈中间的磁感应强度几乎为零，即两线圈相互解耦。

1.2 系统补偿拓扑分析

图4为含中继谐振电路的LCL/S补偿拓扑结构。

图4中：Udc为直流电源；Uin为逆变桥交流输出电压；Iin为流经补偿电感La的电流；Us为全桥整流器的输入电压；Is为全桥整流器的输入电流；La为发射线圈的补偿电感(相应的电感值为La，其他电感、电压、互感、电阻依次类推)；Cr为滤波电容；Lp、Ls分别为发射线圈和接收线圈，由于线圈内阻较小，因此在分析CC、CV特性时将其忽略；Ld1、Ld2分为中间谐振回路的2个DD型线圈，正对时线圈相互解耦，此时系统只存在Ld1和Lp的互感M1以及Ld2和Ls的互感M2；CP、Cd1、Cd2、Cs均为谐振补偿电容；电池充电模式的切换由2个交流开关S1和S2决定，当S1、S2闭合时系统处于CV充电模式，当S1、S2断开时系统处于CC充电模式，考虑系统双向谐振电流，故采用交流开关切换CV与CC模式[20]。设La=Lp，Ld1=Ld2=Ld，应满足等式：

图3 DD型线圈仿真Fig.3 Simulation of DD type coil

图4 基于LCL/S补偿的系统拓扑结构Fig.4 System topology based on LCL/S compensation

(1)

式中ω为系统谐振频率，ω=2fr,fr为系统频率。整流桥等效电阻

(2)

式中RL为电池的内阻，随着充电时间的变化而变化。Udc与Uin的关系为

(3)

Us、Is与整流输出后的充电电压U0、充电电流I0的关系可表示为：

(4)

2 CV/CC充电模式分析

2.1 CV充电模式下的建模与分析

当交流开关S1、S2闭合时，充电系统的等效电路模型如图5所示。

图5 CV模式等效电路模型Fig.5 Equivalent circuit model of constant voltage mode

(5)

(6)

将式(3)和式(4)代入式(6)可得到电池充电电压

(7)

由式(7)可知电池充电电压U0与电池实时内阻阻值RL无关，仅由M1、M2、Lp、Ld以及Udc决定,当系统的参数确定后，线圈之前的相对位置也不随时间发生变化，U0保持输出恒定;同时输入阻抗Zin为纯电阻特性，没有无功功率输入，可获得较高的传输功率和传输效率。

2.2 CC充电模式下的建模与分析

当交流开关S1、S2断开时，系统的等效电路模型如图6所示。

图6 CC模式等效电路模型Fig.6 Equivalent circuit model of constant current mode

谐振电容Cd2接入电路，根据基波分析法对电路模型分析得到:

(8)

(9)

将式(3)和式(4)代入式(9)可得到电池充电电流

(10)

由式(10)可知电池的充电电流I0与电池内阻RL无关，仅由M1、M2、Lp、ω以及Udc决定，当系统的参数确定后，线圈之前的相对位置也不随时间发生变化，输出电流I0保持输出恒定，同时输入阻抗Zin也为纯电阻特性，没有无功功率输入。

2.3 模式切换控制方法

控制框图如图7所示，其中u0为电池侧电压传感器检测到的电压，Uref为参考充电电压，电压比例系数kv=Uref/UB。当电池开始进行充电，2个开关处于断开状态，充电模式为CC模式，此时u0

图7 控制框图Fig.7 Control block diagram

图8 交流开关Fig.8 AC switch

2.4 系统参数设计

首先根据不同电池的充电需求设定系统的充电电压U0和电流I0，然后根据充电桩的不同规格选取合适的直流输入电压Udc和系统谐振频率ω，为了使系统获得更高的传输功率和传输效率，没有无功功率输入，系统的各个电容电感器件参数应满足式(1)，保证系统的输入阻抗为纯阻性，根据式(7)和式(10)得到互感：

(11)

因此，当系统元件参数确定后，可以通过改变线圈之前的摆放位置或空气间隙中加入铁氧体的方法来获取不同的互感，从而满足不同充电电压和电流的需求。

2.5 系统损耗及效率分析

考虑各元件的等效串联电阻，以及交流开关的导通损耗的电路模型如图9所示。

图9 考虑等效串联电阻电路模型Fig.9 Circuit model considering equivalent series resistance

图9中系统各元件的等效串联电阻可以用LCR仪测量，各元件的功率损耗为

(12)

式中：x指代系统中各元件；Rx为元件的等效串联电阻；Ix为流经等效串联电阻的电流的均方根值。当交流开关接入电路时，必须考虑交流开关的功率损耗，由于交流只通1次或关1次，导通损耗不可避免，开关损耗可以忽略不计。交流开关由2个反串联的金氧半场效晶体管组成，其功率损耗

(13)

式中：rDSS为金氧半场效晶体管的漏源通态电阻；ISW为交流开关导通电流。在CV模式下，2个开关均处于导通状态，因此CV模式下的系统功率损耗

(14)

在CC模式下，2个开关处于断开状态，因此CC模式下的系统功率损耗

(15)

2种模式下的输入阻抗均为纯阻性，因此系统的效率

(16)

式中Ploss为CV或CC模式下的系统功率损耗。由式(14)和(15)可看出交流开关只在CV模式下导通时才有功率损耗，此时对系统效率影响较大。

3 实验验证

3.1 仿真实验验证

为了验证所提方法的正确性和可行性，在PSIM仿真平台搭建电路进行验证，主要系统仿真参数见表1。

表1 主要系统参数Tab.1 The main system parameters

图10为CC模式下设定充电电流为2 A，RL从5 Ω变为10 Ω再变为20 Ω时，充电电压U0和充电电流I0的波形图。

图10 CC模式下波形图Fig.10 Waveforms in constant current mode

由图10可知，系统在CC充电模式下输出电流与负载变化无关，基本保持稳定，电流变化率最大不超过2%，与理论推导相符。

图11为CV模式下设定充电电压为20 V，RL从5 Ω变为10 Ω再变为20 Ω时，充电电压U0和充电电流I0的波形图。由图11可知，系统在CV充电模式下输出电压与负载变化无关，基本保持稳定，电压变化率最大不超过3%。

图11 CV模式下波形图Fig.11 Waveforms in constant pressure mode

3.2 实验原理样机验证

为了验证以上分析的正确性，采用表1所示系统参数搭建了CC输出2 A和CV输出20 V的小型IPT电池充电系统，实验装置如图12所示。全桥逆变器由4个金氧半场效晶体管管IRFP260N组成，数字信号处理器DSPTMS320F28335PGFA提供100 kHz占空比为50%的调制解调信号，经过悬浮驱动器IR2110驱动，实验中采用电子负载IT8518B模拟电池等效电阻的变化。

图13为全桥逆变器输出电压和输出电流的波形。

图12 实验装置图Fig.12 Diagram of experimental device

由图13可见：输出电压和电流几乎同相位，系统输入无功几乎为零；由于存在高频开关网络和较多的工作模态，Uin和Iin的实际波形含有高次谐波分量，但是LCL谐振腔具有良好的滤波特性，且经过理论计算分析得出，发射线圈的电流总谐波含有率为2%左右，因此原边线圈电流Ip的谐波分量可以忽略不计。原边线圈电流Ip的波形如图14所示，由图14可知Ip几乎只含有基波成分，因此在电路分析采用基波近似法得到的结果是基本准确的。

图13 Uin、Iin波形图Fig.13 Waveforms of Uin and Iin

图14 Ip波形图Fig.14 Waveform of Ip

图15为在系统CC模式下设定充电电流为2 A，RL从5 Ω变为10 Ω时,充电电压U0和充电电流I0的波形图。由图15可见：在RL变化时充电电流能够保持在2 A左右，充电电流有较小纹波，其峰值对应的最大误差为2.13%，基本保持稳定；当RL为10 Ω时，根据系统的损耗计算得到输出功率为37.67 W，系统效率为94.17%，能达到较高的效率。

图15 CC模式下U0、I0波形图Fig.15 Waveforms of U0 and I0 in constant current mode

图16为在系统CV模式下充电电压为20 V，RL从5 Ω变为10 Ω时,充电电压U0和充电电流I0的波形图。由图16可见：在RL变化时充电电压U0能够保持在20 V左右，与理论分析相近，其波动的最大误差为4.67%，基本保持稳定；当RL为10 Ω时，根据系统的损耗计算得到输出功率为36.23 W，系统效率为90.57%。以上表明该系统在充电过程中随着内阻的变化，电压和电流输出能够保持稳定以及较高的系统效率。

图16 CV模式下U0、I0波形图Fig.16 Waveforms of U0 and I0 in constant voltage mode

为了验证在电池充电过程中电池内阻变化时，系统充电电压和电流的变化率能否满足正常的充电要求，设充电过程中负载电阻变化范围为1 Ω到1 kΩ，CV充电模式下的电压变化率以及CC充电模式的电流变化率如图17所示。由图17可知：在CV充电模式下电压变化率随着负载电阻的增大而减小，最大不超过7%，在CC充电模式下充电电流变化率随着负载电阻的增大而增大，最大不超过8%；处于充电初期电池内阻只有几欧姆或几十欧姆的CC模式电流变化率较小，最大不超过3%，而处于充电后段电池内阻从几十欧姆到几百欧姆的CV模式电压变化率最大不超过4%。因此整个电池充电过程中电压或电流变化率始终不超过5%，表明本文提出的无线充电系统在电池内阻从最小值变化到最大值的过程中，充电电压和电流变化率始终能满足正常充电需求。

图17 不同负载电阻下的电压、电流变化率Fig.17 Voltage and current change rates at different load resistors

4 结束语

本文提出一种基于LCL/S补偿拓扑的CV/CC无线充电系统，2个相互解耦的DD型线圈与谐振电容器形成可重构的中间谐振回路，可实现独立于负载的CC和CV充电，通过控制交流开关的关断改变拓扑结构，实现IPT充电系统CC与CV的切换输出；充电过程中系统没有无功功率输入，在保证系统较高效率的同时，无需原副边电路之间进行通信，简化系统的控制复杂性且节约系统成本。在实验中，仿真结果最大误差均不超过3%，实际测试结果最大误差均不超过5%，系统最高效率达94%，尽管系统的充电电压和电流在等效负载变化时有较小的变化，但实验结果仍然符合电池充电的基本要求。