15V- 45W 宽电压输入逆变电源研制

谢俊伟 俞先锋

(浙江水利水电学院 电气工程学院,浙江 杭州310018)

根据文献[1-2]介绍,近几年,离网的自用光伏发电装置开始普及,与蓄电池等储能装置结合则可具有很高的经济价值,在许多农村地区开始使用。为了使电力电子装置能在光伏发电装置中得到更好应用,即更好地适应光伏直流发电电压变化范围较大的特点[3],本文设计一种宽电压输入逆变电源。为了能更安全实现装置实验,本文用15V/45W 低电压小功率输出、宽电压输入逆变电源设计样机。该电源样机主要由宽电压输入(10V 到32V)DC-DC 变换器和逆变器等组成,采用基于LT8705 为控制核心设计DC-DC 变换器,基于STM32 单片机为控制核心采用数字化SPWM 调制,并通过电压电流双闭环控制设计逆变器。

1 DC-DC 变换器设计

常见的基本DC-DC 变换器有Buck 电路、Zeta 电路等六种,能够实现升压或降压的功能,但是使用这些分立元件构成的电路不仅可靠性低且需要一路单独的控制器进行PWM 控制,硬件成本比较高。另外,输入电压在达到与输出电压22V 一致时存在过渡区间,使得软件实现比较复杂。所以,采用内部集成了Buck-Boost 电路的LT8705 芯片作为解决方案,它的各项参数和典型应用电路如表1 以及图1 所示,同时,内置了双闭环反馈控制使得输出稳定性大大提高,也免去了电路设计和编程的麻烦。

表1 LT8705 参数

根据文献[4],使用时需要计算采样电阻和滤波电感,采用电阻依据式(1)和(2)计算。

采样电阻阻值要小于上述两式计算所得的值,考虑到电气元件的选择要留有裕量,本次设计中采样电阻阻值为7mΩ。

滤波电感依据式(3)计算。

图1 LT8705 典型应用电路

根据式(3)计算所得电感值为0.6μH,实际取10μH。

2 逆变器设计

2.1 设计方案

根据主电路拓扑结构不同逆变器可以分为全桥逆变、半桥逆变、多电平逆变[5]等。如文献[6][7]所述,半桥逆变器死区时间影响比较大,电源利用率低,不适用于低电压场合,而单端式和推挽式逆变电路通常需要接变压器,硬件成本高且复杂,通常应用于大功率场合。多电平逆变需要用到大量电容器来换取输出的精度,且控制算法复杂,如文献[8]中采用基于时间窗的算法来提高控制精度。综上所示,本次逆变器设计选择全桥逆变电路。

2.2 逆变器控制设计

逆变器控制的目标是当负载出现变化或是直流电源侧出现波动时,能够迅速有效的将输出电压电流稳定到目标值。工业上,采用单环PI 反馈控制最为常见,它能够在系统稳定的前提下实现输出电压的无静差,消除负载扰动对稳态输出电压的影响。但是,这种控制方式在逆变器接电动机负载或者是大电感负载时,电流响应往往比较慢。鉴于此,本逆变器采用电压电流双闭环反馈控制。

电压电流双闭环反馈控制框图如图2 所示,外环为电压环,内环为电流环。将输出端的电压有效值和给定电压有效值比较后送入PI 调节器,其输出作为内环的给定值,将检测到的负载电流有效值与内环给定值比较后再经过一个PI 控制器运算输出送SPWM 调制器。

图2 电压电流双闭环反馈

通常,在直流侧电压裕度足够的前提下,输出有效值大小和SPWM 的调制度成正比。因此,双闭环控制器的输出进行限幅后与开环状态下标准输出值所对应的调制度相乘以达到调整输出幅度的作用。

在Matlab2019b 中利用Simulink 对所选择的逆变器设计方案进行仿真。首先进行主电路开环仿真,利用50Hz 正弦波和10kHz 三角波进行比较产生SPWM 调制波并通过非门生成两路互补的SPWM 调制波输入到开关管。参考实际元器件的参数,将MOS 管仿真参数中的导通电阻设置为1e-6,其余为0。将输出端滤波器截止频率设置为1kHz,负载为6Ω。

仿真结果如表2 所示,输出波形总谐波畸变比较低,说明滤波器能够较好的滤除高频谐波。另外,输出电压幅值接近于电源电压,说明电源利用率比较高,如表2。

根据文献[9],如图3 所示的双闭环控制仿真模型利用Memory 模块和零阶保持器来模拟单片机程序控制过程。在workspace 中,自动辨识逆变器的传递函数,并根据手动设置的相位裕量和幅值裕量自动整定Z 域中PI 参数并编入分段增量式PI 控制器传函来避免系统刚上电时的零初始状态造成的误判。

表2 仿真输出波形数据

用示波器观察采用双闭环反馈后的输出波形,如图4 所示。从图中可以看出仿真结果比较不理想,波形存在一定畸变和抖动,但是仿真与实际系统还是有较大的差距,比如说单片机在处理数据时采用定点计算而仿真中则采用浮点计算,实际元器件存在损耗和电磁场干扰等。需要在实际系统中进一步调试。

2.3 逆变器电路设计

全桥逆变电路设计如图5 所示,开关管采用频率较高,导通电阻较低的MOS 管IRF540。考虑到MOS 管的门极和源极之间有二氧化硅绝缘层,会形成等效电容,使得开关信号脉冲容易击穿开关管。因此,并联一个10K 电阻起到缓冲作用,同时栅极端串接一个低值电阻(如10 欧姆),可以减轻寄生震荡,如图5。

驱动电路采用IR2104 驱动芯片,与IRF540 开关管是经典组合,方案成熟,且自带约300 纳秒死区时间,无需软件中再设置,可靠性高。

3 软件设计

采用STM32 作为逆变器主控芯片,主要负责实现逆变器反馈控制算法,两路互补SPWM 波的输出以及人机交互的实现。程序运行流程如图6 所示。

4 系统测试

根据前面的设计制作了样机,将集成式Buck-Boost DC-DC直流变换器和全桥逆变器实际电路连接构成样机电路进行系统测试。

4.1 直流变换器测试

对直流变换器进行单独测试,接不同大小的电阻负载并改变输入电压幅值,用万用表测其输出电压幅值,部分结果如表3所示。从表中数据可以看出,当输入电压发生变化时其输出可以保持基本不变,且其输出功率能够满足设计要求,从而可以验证该直流变换器可以很好地适应光伏直流发电输出电压范围变化较大的特点。

4.2 整体测试

将直流变换器和逆变器通过直流母线连接,并在母线上并联一个100μF 电容进一步稳定直流侧电压并减少纹波。逆变器输出端接不同负载,用示波器观察其波形。在负载较轻或开路情况下输出波形比较完美,有轻微的交越失真现象,这是开关管存在死区时间导致的,可以通过缩小死区时间来改善。当负载加重时,输出波形毛刺多,高频谐波多,推断是滤波器电感出现了磁饱和,导致部分高频分量没有被滤除,可通过更换电感磁芯来解决。总体来看,完成了逆变电源的基本要求,在负载较轻时能够有效输出质量较好的正弦波电压。

4.3 电源效率

逆变电源测试电源效率部分结果如表4 所示。

5 结论

图3 双闭环控制仿真模型

图4 双闭环控制下的输出波形

图5 主电路原理图

图6 程序流程图

本文所设计的宽电压输入逆变电源主要由宽电压输入DCDC 变换器和逆变器等组成。样机设计采用基于LT8705 为控制核心的宽电压输入集成Buck-Boost DC-DC 变换器,实现了输入为10 到32v,输出为22v 的直流稳压电源。基于STM32 单片机为控制核心采用数字化SPWM 调制,并通过电压电流双闭环控制设计了全桥逆变器,逆变器输出电压幅值为21v,频率为50Hz。在MATLAB 的Simulink 中对逆变器方案进行仿真测试,结果表明该逆变器控制方法有较好的可行性。对制作的逆变电源实物进行测试,前端DC-DC 变换器的性能较突出,电能转换效率能够达90%以上,直流母线纹波含量在20mv 以下,能很好地适应光伏直流发电特点。后端逆变器在轻负载情况下输出基本稳定,经测试电能转换效率能保持90%以上,总谐波失真在负载合适的情况下能够控制在10%以下。装置整体电源效率在90%左右,说明该电源具有较好的性能。

表3 直流变换器带负载测试结果

表4 电源效率测试效果