多谐振控制零电压开关单相高频隔离逆变器

朱文杰，周克亮，汪洋，任聪 ，邱志鹏

(1.青岛理工大学 信息与控制工程学院，山东 青岛 266520；2.武汉理工大学 自动化学院，武汉 430070；3.国家电网济南供电公司，济南 250012)

0 引 言

高频链逆变器相比于工频变压器隔离的逆变器，具有体积小，重量轻、噪声小和造价低等特点。常规的高频链逆变器由DC/HFAC/DC/AC三级变换构成，因其中间有一级是二极管整流电路，所以功率是单方向的。同时，因为功率变换等级较多，导致效率降低；两级功率变换需要单独的控制器，控制较复杂；直流母线的大电容会降低可靠性。双向高频链逆变器[1-9]采用DC/HFAC /AC两级变换，不需要直流母线大电容，且只需要一个控制器即可对输出电压进行闭环调节。

周波变换器类型的高频链逆变器，周波变换器的切换会引起变压器副边漏感电流和输出电流的强制换流，从而引起电压过冲和振荡。为了避免这种情况，有研究者提出单极性调制中加入周波变换器切换时的交叠导通[3,5]和采用双极性调制[5-7]的方法，双极性调制则需要额外检测电感电流的方向[6-7]。虽有研究者开发了钳位电路及其相应的调制方法来抑制电压过冲[2,8]，但其调制方法仍然需要检测电感电流。

高频隔离逆变器采用了单极性调制方案，并选取了全桥钳位电路[2,11-12]以消除电压过冲和振荡问题。文献[11]未给出软开关的详细调制策略及多谐振的控制。建立了该逆变器数学模型，并开发了多谐振控制器对该高频链逆变器的输出电压进行高性能控制。

1 电路、调制方法和稳态工作过程

1.1 高频隔离逆变器电路拓扑和调制方法

图1 为带钳位电路的单相高频隔离逆变器[2,4-5,11]，LK是折算到变压器原边的漏感，C1～C4是结电容和开关上并联电容之和，Lf和Cf分别是滤波的电感和电容，虚线框里面是钳位电路。

图1 带钳位电路的单相高频隔离逆变器Fig.1 HFL PWM inverter with voltage clamps

在不考虑钳位电路的情况下，逆变器的开关方式为单极性调制，并在周波变换器切换时加入交叠时间以抑制切换造成的电压过冲。其主要调制信号波形如图2 所示，其中ug和uc分别代表调制波和三角载波。原边的H桥上下管上加入了死区。对照图2(a)与图2(f)的波形不难看出，整个高频隔离逆变器虽然拓扑较为复杂，但其实与常规的单相单极性PWM逆变器等价。

图2 高频隔离逆变器的调制方法Fig.2 Modulation of the high frequency link inverter

在调制波ug>0时，未加入钳位电路前高频隔离逆变器几个载波周期的详细波形如图3所示。实验结果发现在周波变换器切换处和PWM输出的上升沿及下降沿处，仍然有电压过冲和振荡的现象。

图3 未加钳位电路高频隔离逆变器主要波形图Fig.3 Waveforms in detail of the HFL inverter without clamps

为了消除这些电压振荡和过冲，添加了一全桥钳位电路。在不改变原有主电路开关调制方式的情况下，钳位电路在调制波ug>0情况下的开关调制方法如图4所示。可以看出在周波变换器切换时刻(比如t7和t15等)变压器副边电流iC和iE不再有突变，所以不会产生电压过冲。另外还消除了由于漏感和副边结电容谐振而在PWM输出的上升沿和下降沿处产生的过冲和振荡。调制波ug<0的工作情形与之类似，原边的左右两桥臂的角色互换，副边上下双向开关的角色互换。

图4 带钳位电路高频隔离逆变器主要波形图Fig.4 Waveforms in detail of the HFL inverter with clamps

1.2 稳态工作过程分析

假设带钳位电路的高频隔离逆变器已经进入稳态，滤波电感Lf远远大于漏感LK，且C1=C2=C3=C4=CR。在调制波ug>0时，变压器原边H桥中S1S2是超前桥臂，S3S4是滞后桥臂。虽然滤波电感电流iLf是交流量，但在该载波周期内认为电感电流很大，并保持不变。其工作过程类似于零电压开关的移相全桥DC/DC变换器[15]，以ug>0为例具体分析如下：

1)t0～t1阶段，如图5(a)所示。t0时刻S3关断，原边变压器漏感电流给电容C4放电，给电容C3充电，输入电压uAB等于电容C3上的电压，随着该电容的充电，其uAB开始上升。

N2绕组和N3绕组同时导通，通过S5D6支路、SC2DC6支路和SC4DC6支路提供足够的滤波电感电流iLf。副边绕组C和E两点通过钳位电路相连通，uAB=uCD=uDE=0。

在这个时间段，LK与C3、C4发生谐振，原边电流iA<0，初始值为I0=iA(t0)，iA和电容C3、C4电压分别是：

iA=I0cosω1(t-t0)；

(1)

vC3(t)=-Z1I0sinω1(t-t0)；

(2)

vC4(t)=E+Z1I0sinω1(t-t0)。

(3)

变压器输入电压为vAB(t)=vC3(t)。

在t1时刻，C3上的电压升高到输入电压E，C4上电压降低到零，D4正压导通，此阶段结束。该阶段的持续时间为

(4)

2)t1～t2阶段，如图5(b)所示。t1时刻，D4和D1导通，此时开通S4，便是零电压开通。要保证S4上的零电压开通，S4和S3之间的死区时间需要大于t0-1。SC2需要在S4开通之前关断。

原边直流电压直接加在了原边漏感LK上，原边电流iA<0，向直流侧回馈能量并迅速衰减，此时原边电流为

(5)

当iA过零时，即t2时刻，D4和D1自然关断，S1、S4导通，该阶段结束，其持续时间为

t1-2=-I1LK/E。

(6)

3)t2～t3阶段，图5(c)所示。t2时刻，S4已经开通，此时S1、S4导通，变压器原边电流iA从零增大，但在开始阶段，iA较小，不足以提供滤波电感的全部电流，所以绕组N3会继续导通。uAB=E，原边直流电压直接加在了原边漏感LK上，原边电流从零开始增加，原边电流值为

(7)

到t3时刻，当原边电流iA达到折算到原边的滤波电感电流ILf的时候，N3绕组不再有电流流过，绕组N2承担了所有的滤波电感电流ILf。

该阶段持续的时间为

(8)

这里n=N2/N1=N3/N1。

4)t3～t4阶段，如图5(d)和图5(e)所示。直流侧电源开始通过N2绕组经S5D6支路给副边供电。SC1导通时，同SC4一起将变压器副边输出钳位到2nE，避免了输出PWM电压的振荡。

原边电流iA是

(9)

t3时刻之后开通SC1，此时SC1的集电极-发射极两端的电位都是2nE，故SC1开通是零电压开通。同样在t4时刻之前要关断SC1，其也是零电压关断。

5)t4～t5阶段，如图5(f)所示。t4时刻S1关断，原边电流iA是从S1中转移到C1和C2两条支路上，给C1充电，给C2放电，S1是零电压关断，在此阶段，变压器漏感与滤波电感Lf串联，而且Lf很大，因此在此阶段内认为iA是近似不变的，等于折算到原边的滤波电感电流ILf，iA和电容C1、C2上的电压为：

I4=iA(t)≈nILf；

(10)

(11)

(12)

变压器输入电压vAB=vC2，t5时刻，C2的电压降低到零，D2自然导通，此阶段持续的时间为

(13)

6)t5～t6阶段，如图5(g)所示。原边D2S4导通，副边因钳位电路作用，uAB=uCD=uDE=0。t6时刻S7S8开通，即S7S8支路和S5S6支路开始换流。在t5时刻之后，SC2零电压开通，S2零电压开通，故要求S1与S2之间的死区时间要大于t4-5。

7)t6～t7阶段，图5(h)所示。S7S8支路和S5S6同时导通，两支路开始换流。此时uCD=uDE=0，S7S8开通是零电压开通。同样t7时刻，S5S6零电压关断。

8)t7～t8阶段，如图5(i)所示。t7时刻S5S6支路关断，其承担的电感电流转移到钳位电路中去。变压器副边绕组中的电流没有瞬间的突变，杜绝了电压过冲和振荡现象。

图5 带钳位电路高频隔离逆变器稳态工作过程分析Fig.5 Operation stages of the HFL inverter with clamps

到t8时刻，S4关断，又开始下一个载波周期的工作。

1.3 零电压条件总结

1)周波变换器和钳位电路的软开关情况。

周波变换器的换流都是在变压器输出电压uCD=uDE=0时进行的，故S5、S6、S7和S8、都是零电压开关。

正如在调制过程中分析的那样，可以通过调节钳位电路中IGBT的动作时刻，能保证所有IGBT都是零电压开断。

2)原边全桥电路软开关情况。

在调制波ug>0时，变压器原边H桥中S1S2是超前桥臂，S3S4是滞后桥臂。在ug<0时，原边H桥中S3S4是超前桥臂，S1S2是滞后桥臂。

如同移相全桥DC/DC电路一样，依靠开关管上并联的电容，能实现零电压关断。超前桥臂依靠漏感和滤波电感中的能量之和实现零电压开通，而滞后桥臂只能依靠变压器漏感中储存的能量。所以超前桥臂实现零电压开关更容易一些。

在高频隔离逆变器中，滤波电感中的电流是交变的正弦量，所以滤波电感电流很小或者为零时，实现超前桥臂的零电压开通也很困难。而且在该逆变器中超前桥臂和滞后桥臂每半个工频周期交替一次。所以原边全桥电路每个开关管在任何时刻都实现零电压开关比较困难。

2 高频隔离逆变器电路模型

2.1 等效电路

从调制主要波形图2中可以看出，该高频隔离逆变器等效于普通单极性单相PWM逆变器。其等效电路如图6所示。

图6 带钳位电路高频隔离逆变器等效电路Fig.6 Equivalent circuit of the HFL inverter

该等效电路的方程为

(14)

设控制系统的采样周期为T，式(14)的离散域模型为[10，13]：

(15)

这里φij是矩阵eAT的对应元素，gi是矩阵neAT2/2BE是的对应元素。u(k)是当前载波周期的占空比。

显然，由上述高频逆变器的数学模型来看，同常规单极性单相逆变器相比，其数学模型基本相同。故可采用常规逆变器的控制方法来控制该高频隔离逆变器。

2.2 控制策略

逆变器的控制目标为，在其所能承受的负载范围内，输出恒压恒频的高质量正弦电压。根据内模原理，多谐振控制器能够对其谐振频率处的正弦信号实现零误差跟踪并对主要的谐波进行有效的抑制[13-14]。由于单相逆变器输出电压中的谐波主要是3、5、7等奇次谐波，多谐振控制器采用了基波谐振控制器、多个奇次谐振控制器以及比例控制器相并联的控制方式，即

(16)

其中：Kp是比例控制系数；Kn是各比例控制系数；ω0是期望输出电压的角频率。

3 实 验

多谐振控制的高频隔离控制框图如图7所示。

图7 多谐振控制高频隔离逆变器框图Fig.7 MRSC controlled high-frequency inverter system

实验中的参数表如表1所示。

表1 实验参数表Table 1 Main Circuit Parameters

未采用钳位电路的单极性调制高频隔离逆变器中高频变压器的原边和两个副边电压如图8所示。可以看出变压器副边电压在周波变换器切换处和PWM上升下降沿处都有电压过冲和振荡，并会施加到周波变换器和LC滤波器上，会引起额外的功率损耗、开关管损坏和输出电压的谐波量增加。

图8 无钳位电路高频隔离逆变器变压器原边电压uAB和副边电压uCD、uDEFig.8 Primary voltage uAB and secondary voltage uCD,uDE of the High-Frequency Link Inverter

在调制波正半波，加入有源钳位电路的单极性高频隔离逆变器的开关波形如图9所示。可以看出超前桥臂S1能够实现零电压开关，S2也是同样的情况。而滞后桥臂里S3能实现零电压关断，零电压开通实现困难。S4与S3情况相同。钳位电路中SC1能实现零电压开通和关断，SC2、SC3、SC4与SC1情况相同。

图9 带钳位电路高频隔离逆变器的开关波形Fig.9 Switching waveforms of the HFL inverter

周波变换器里S5S6实现了零电压开关，S7S7与S5S6情况相同。不难看出，在采用了全桥钳位电路的情况下，各主电路工作电压波形消除了过冲。

采用多谐振(1、3、5和7次)控制器，电阻负载下和整流器负载下高频隔离逆变器的输出稳态电压波形和谐波分析如图10所示。显然与常规PWM逆变器一样，多谐振控制器能够实现对该高频隔离逆变器的高性能控制。

4 结 论

本文提出了一种含有源钳位电路的高频隔离逆变器，给出了其调制方法。该逆变器不仅消除了变压器输出电压的过冲和振荡现象，还实现了零电压开关运行。分析发现其工作原理与常规PWM逆变器完全等效，建立了其数学模型，采用多谐振的控制算法对高频隔离逆变器进行了控制。实验表明论文所提出的高频隔离逆变器在电阻负载和整流器负载下能输出高质量的电压波形，消除了电压过冲，实现了软开关运行。