基于N路混频的电容正反馈交叉耦合型接收机

胡丰春，韦保林，徐卫林，韦雪明，岳宏卫，段吉海

(桂林电子科技大学 广西精密导航技术与应用重点实验室，广西 桂林 541004)

随着现代无线通信技术的快速发展，无线通信设备逐渐普及[1]。日常生活中经常用到的通信系统有WCDMA(2.1 GHz)、WLAN(2.4/5.2 GHz)、WiMAX(2.3～3.5 GHz)、GSM(800/900 MHz)和WiFi(802.11b/g/a, 2.4/5.2 GHz)[2-3]。各种通信标准对应不同的工作频段，当一部通信设备需要同时支持多种通信标准时，就要求接收机能接收不同频段的信号[4-5]。传统接收机使用声表面波(SAW)滤波器进行频段选择，由于SAW滤波器不可集成，且中心频率不可调谐，当接收机需要支持多频段时，就要用到多个SAW滤波器，这导致系统体积增大，成本提高，所以需要与CMOS集成兼容的无SAW滤波器解决方案[1,6]。

混频前置式(mixer-first)接收机具有可重构特性，易于实现频率调谐，实现多频段的信号接收[7]。此外，混频前置式接收机还具有高线性度、易于全集成等优点[8]。

鉴于此，设计了一种混频前置式接收机，对其中的混频器和放大器模块进行结构改进，以改善接收机的带外抑制性能。

1 接收机结构

混频前置式接收机主要由时钟模块、混频器模块、放大模块构成，框图如图1所示。时钟模块用于产生控制混频器的四相占空比为25%的时钟信号，混频器在时钟信号控制下将接收到的射频信号下变频到基带，通过基带放大器放大[6,9]。混频前置式接收机的优点是线性度高、支持多频段和易于全集成，但也存在一些问题，主要是其阻塞抑制能力不够。为了改善阻塞信号的抑制性能，需对接收机进行改进以提高抗干扰能力[10]。本研究主要是在原差分的基础上引入交叉耦合结构，为带外信号提供一条回流路径来抑制阻塞信号。此外，放大器模块引入额外的正反馈回路，从而引入一个额外的极点，使得整体的带通特性更加陡峭，以达到抑制阻塞信号的目的[11]。

图1 混频前置式接收机框图

传统四路混频器是普通的开关电阻结构，如图2所示。这种结构通过采样电容将阻塞信号短路到地来实现抑制功能，阻塞信号被抑制的程度跟电路时间常数有关，时间常数越大，抑制越强[1]。为了获得更好的阻塞抑制性能，需要较大的电容，但会导致系统体积增加和成本提高[12]。

图2 传统四路混频器原理图

交叉耦合结构混频器的原理I路部分如图3所示。开关、R1、C3和R3构成一个高线性带外回流回路，RSW为开关闭合时的等效电阻，RS为信号源内阻。当时钟相位φ=0o时，阻塞抑制的原理如图4所示。当输入射频信号与开关时钟频率一致时，每次开关闭合时，电容C1～C4上的电压不变，信号不会从RF+通过回路流回RF-端口，而是通过采样电容采样后传输到后级基带放大器[13]；当输入信号与开关频率不一致时，每次开关闭合，电容C1～C4上的电压是变化的，即输入信号从RF+通过电容流回RF-，实现了对带外信号的抑制，抑制程度跟信号频率与中心频率之间的差值、电路时间常数有关[14]。交叉耦合结构中的电容C1～C4相对CB1、CB2都是小电容，传统结构需要较大的CB1、CB2才能达到相同效果。

图3 交叉耦合混频器原理图I路部分

图4 带外抑制原理图

从图1可看出，信号经过混频之后由放大器放大，本次设计的放大器A0为单级放大。为了进一步提高带外抑制能力，在放大器模块的反馈回路中引入一条额外的正反馈回路。图5为电容正反馈原理图，其中C1为负反馈电容，C2为正反馈电容，与C2输出端相连的放大器Aa的放大倍数是-1/2，即将输出端的一半正反馈到输入端。混频器后级的Mille等效电容为(1+A0)C1，相对于直接在开关后接上采样电容CB，可减少实际版图的面积[15]。A0为基带放大器的放大倍数，当反馈电阻RF远大于放大器输出电阻r0时(一般情况下都满足)，A0=gmr0，gm为放大器跨导。图6为图5单支路线性时不变等效电路，其中混频器等效电阻Rsh=4γRs/(1-4γ)[2]，在4路混频器中的γ值为2/π2。通过图6线性时不变电路分析推导出电路传输函数[2]：

图5 电容正反馈原理图

图6 电容正反馈单支路线性时不变等效图

(1)

(2)

(3)

通过传输函数可看出，系统存在2个极点，通过C2的正反馈路径与通过C1的负反馈路径相结合，使原来只有负反馈的一个极点变成一对复杂的极点，从而提高了选择性[16]。可通过改变C1和C2的比例来调节品质因数Q，同时这2个基带电容反馈路径可改善线性度和噪声。

2 电路设计

图7 混频前置式接收机整体电路图

3 电路分析和仿真

由于混频前置式接收机整体是线性周期时变电路，不利于做电路分析，一般采用线性时不变等效电路来分析[20]。图8为图7混频前置式接收机的线性时不变等效电路，γ的值为2/π2[2]。根据线性时不变等效电路得出的传输函数如式(4)所示，其中心频率和品质因素分别如式(5)、(6)所示[2]。通过传输函数可看出，电路存在一个零点和2个极点，相对无正反馈回路多出一个极点，可利于提高带外阻塞抑制能力。

图8 接收机整体线性时不变等效电路图

(4)

(5)

Q=

(6)

为了便于对比，分别采用交叉耦合(CC)混频器和开关电阻(SR)混频器搭建不同的混频前置式接收机并进行仿真验证。图9为采用CC、SR两种混频器的接收机传递函数。从图9可看出，用图3交叉耦合混频结构比用图2开关电阻混频结构的选择性能更好，即交叉耦合混频结构的阻塞抑制性能优于开关电阻混频结构。图10为2条传输函数曲线，反映的是接收机的放大模块有无正反馈电容C2时的情形，通过电容正反馈和无正反馈回路的传输函数仿真结果对比可看出，引入电容正反馈回路可提高带外阻塞抑制能力。

图9 CC和SR型接收机传输函数仿真图

图10 有无正反馈电容接收机传输函数对比

本接收机还有另外一个重要的功能，就是支持多频段接收，可接收频率范围为0.1～0.9 GHz，在此范围内可设置任意频率为接收机的中心频率。接收机的传递函数随中心频率的变化趋势如图11所示。从图11可看出，接收机最高增益是19.98 dB，随着中心频率的增加，增益逐渐下降，这主要是寄生电容导致的。在选用开关管尺寸时，考虑到晶体管的开关特性及导通电阻对噪声的影响，需要选用尺寸较大的开关管。此外，基带放大器是单级放大器，需要较大的放大管跨导才能满足增益要求，但会导致管子尺寸较大，寄生电容也变大；若选用尺寸较小的晶体管，寄生电容虽然较小，但因跨导减小而引起的增益下降要比寄生电容引起的增益下降剧烈得多。因此，经过折衷考虑，选取尺寸较大的基带放大管。

图11 不同中心频率下的传输函数曲线

混频前置式接收机和传统接收机的性能区别主要在噪声和线性度这2个指标，混频前置式接收机由于混频器在第一级，其噪声性能比低噪声放大器前置(LNA-first)式接收机的噪声性能差，但前者的带外线性度(OOB-IIP3)远优于后者。图12为接收机噪声系数仿真图。从图12可看出，所设计混频前置式接收机的噪声系数为10.4～11.6 dB，比一般的LNA-first式接收机要大。图13为反映线性度的带外三阶截点(OOB-IIP3)。从图13可看出，OOB-IIP3可达38 dBm，而LNA-first一般小于20 dBm，因此比一般的LNA-first接收机OOB-IIP3高。

图12 接收机噪声系数仿真图

图13 接收机带外三阶截点仿真图

本接收机与文献[1-5]的接收机设计指标对比如表1所示。从表1可看出，带外三阶截点为38 dBm，比文献[2]的35 dBm高，增益、功耗和面积均优于文献[2]，噪声系数高于文献[2]，总体性能相对更优。

表1 设计指标对比

4 结束语

设计了一种电容正反馈和交叉耦合相结合的混频前置式接收机，并对其原理进行了分析。采用180 nm COMS工艺设计的接收机可重构范围为0.1～0.9 GHz频段，接收机增益为18～20 dB，噪声系数为10.4～11.6 dB，整体功耗和面积相对较小。