宽增益多模式的三相LLC谐振变换器

孙晓钰，刘春喜

（辽宁工程技术大学 电气与控制工程学院，葫芦岛 125105）

0 引言

新能源汽车的出现是实现环境保护与经济发展的平衡所迈出的重要一步。如今市面上的新能源汽车的生产标准并没有统一，满足不同型号汽车充电对充电桩中DC-DC变换器的性能提出了更严峻的挑战[1～4]。

LLC谐振变换器因其良好的特性广泛的应用在充电桩领域[5,6]。为了实现宽增益范围，LLC谐振变换器的调频范围较宽，在开关频率较高时会导致损耗增加。目前对宽增益与工作频段的研究主要分为三类。第一类方法是将拓扑级联，构成多级电路。文献[7]中提出一种四开关Buck-Boost+LLC级联变换器，后级LLC变换器工作在谐振频率附近，通过调节Buck-Boost电路的占空比，实现电路增益的调节。采用级联的方案在电路中增加前级或者后级电路，使得电路的控制方式变得复杂，同时额外的元器件增加了电路的成本。第二类方法是增加元器件，改变谐振参数[8]。文献[9]中提出一种高增益对称型LCLC谐振变换器，将一个LC支路并联于变压器的一次侧代替励磁电感，可以增大变换器电感比实现宽范围的增益。文献[10]提出了一种双变压器拓扑，在谐振回路中串联了变压器和一组双向开关管，副边增加了整流桥。通过对开关管的控制，变换器的谐振参数和变压器变比发生改变，实现宽范围的增益。这类方法需要在电路中加入了额外元件，使变换器的体积进一步增加。同时，增加的元器件改变了原有的增益曲线，使变换器的参数设计变得复杂。第三类方法是改变电路的控制方式，从而实现宽增益[11]。文献[12]在半桥三电平LLC变换器拓扑的基础上提出一种三段式的混合控制策略，在高增益的情况下采用调频控制，在中增益采用移相控制。当达到移相角临界值时，采用变频burst控制。通过控制模式的切换，拓宽了增益范围。这种方法需要在电路中加入其他的检测电路，控制方式较为复杂。

针对上述的问题，本文提出了一种宽增益多模式的三相LLC谐振变换器。采用变频控制的方式，通过对逆变侧开关管驱动的改变，电路可工作在低增益、中增益、高增益三种模式。通过模式的切换实现窄工作频段和连续的宽电压增益。通过实验，验证了该拓扑的可行性。

1 变换器工作原理

1.1 变换器电路拓扑

开关管Q1～Q7构成三个半桥桥臂，D1～D7和C1～C7分别为开关管Q1～Q7的体二极管和寄生电容。T1，T2，T3、Lr1，Lr2，Lr3、Lm1，Lm2，Lm3和Cr1，Cr2，Cr3分别为变压器、谐振电感、励磁电感和谐振电容。三个变压器变比相同，三相谐振参数相同。D8～D20为整流二极管。根据所需增益对开关管Q1～Q7的控制，电路可以工作在低增益、中增益、高增益三种模式，从而满足增益要求，得到相应的输出。

该拓扑与传统的三相LLC谐振变换器相比，原边逆变部分加入一个开关管，增加了电路自身的自由度，使电路可以工作在三种模式。副边的整流部分是由三个整流桥串联构成。与三相整流相比，通过串联的方式可以扩大输出电压。

图1 变换器电路拓扑

1.2 工作原理

1）低增益模式

低增益模式的简化电路和主要工作波形如图2所示。开关管Q1、Q6保持持续导通状态，开关管Q3、Q4、Q7断开，开关管Q2、Q5的驱动信号互补，并且含有死区。变压器T3不工作。实现主要整流作用的是D8～D11、D12～D15。在该模式下，两个谐振槽均工作在半桥状态，变压器T1、T2原边A、B两点与B、C两点之间的输入电压均为0～Vin的方波，两个变压器向负载侧传输能量，流经两相谐振电感的电流大小相等。

图2 低增益模式的工作状态

2）中增益模式

在该模式下的简化电路和主要工作波形如图3所示，开关管Q4持续导通，开关管Q2、Q5断开，开关管Q1、Q6的驱动信号相同，开关管Q3、Q7的驱动信号与之互补，即对角驱动。由于第二相的开关管断开，变压器T1、T2的原边相当于串联，A、C两点之间输入电压为-Vin～Vin的方波。变压器T3原边C、D两点间输入电压为0～Vin的方波。变压器整流侧三个H桥均参与主要的整流工作。流经谐振电感Lr1、Lr2的电流相等，并且相位相差180度。

图3 中增益模式的工作状态

3）高增益模式

在该模式下，电路逆变部分的工作方式与传统三相桥式逆变相同，具体简化电路如图4(a)所示。开关管Q7保持持续导通状态，开关管Q1和Q4、Q2和Q5、Q3和Q6共三组，每组的驱动信号互补且带有死区，三组之间的驱动信号各相差120度。变压器T1、T2、T3原边为角形连接变压器，副边连接对应的H桥。主要的工作波形如图4(b)所示，每个变压器原边输入电压均为-Vin～Vin的三电平方波，流经谐振电感Lr1、Lr2、Lr3的电流相位相差120度，每相电流的幅值相等。

图4 高增益模式的工作状态

2 增益特性分析

2.1 交流等效电阻

由于每个模式下谐振槽的工作情况不同，在分析电路等效电阻的时候，针对每个谐振槽进行分析。根据模式的不同，输入电压可以分为0～Vin的半桥状态，-Vin～Vin的全桥状态，-Vin～Vin的三相桥状态。当谐振网络的输入为0～Vin的半桥状态，-Vin～Vin的全桥状态时，交流等效电阻为：

当谐振网络的输入处于-Vin～Vin的三相桥状态。该状态下电压的幅值虽然与全桥状态相同，但三相桥状态存在电压值为零的区间，即波形为三电平方波。将输入电压进行傅里叶展开可以得到：

同样，可以得到输入电压vi3的基波有效值为：

则谐振腔的输出电压的有效值Vd3.F为：

等效负载上的电流基波表达式为：

输出电流为等效负载电流的平均值，则

根据式(4)和式(6)，当变压器变比为n:1时，得到交流等效电阻为：

2.2 增益特性分析

通过基波等效分析法，对变换器的增益特性进行分析。根据变换器工作模式图2(a)～图4(a)，可以总结出变换器三个模式的基波等效模型如图5所示。

图5 变换器基波等效电路模型

在低增益模式的工作情况下，基波等效电路如图5(a)所示。VAB、VBC为0～Vin的方波，即原边侧两个半桥同时向副边传递能量，即每个谐振槽对应一半的等效负载。由于两相谐振参数相同，则每个谐振槽的对应的电感比和品质因数为：

在中增益模式的工作情况下，变换器的基波等效电路如图5(b)所示。VCD为0～Vin的方波，即工作在半桥状态，VAC为-Vin～Vin的方波，即工作在全桥状态。每个谐振槽对应的等效负载为Req1/3，则每个谐振槽的对应的电感比和品质因数为：

在高增益模式的工作情况下，变换器的基波等效电路为图5(c)。VAB、VBC、VCD为-Vin～Vin的三电平方波，工作在三相桥状态。每个谐振槽对应的等效负载为Req3/3，则电感比和品质因数分别为：

利用基波等效分析法和图6(a)所示的等效电路可以得到变换器每个谐振槽的电压增益为：

其中，fn=fs/fr，fn、fs和fr分别为归一化频率、工作频率和谐振频率。

通过电压增益的表达式可以看出，造成增益变化的主要因素为k、Q。根据对电感比和品质因数推导，三种模式的谐振槽的电压增益存在G1＞G2＞G3的关系。公式15所表示的为变换器的输出电压，从中可以看出变换器输出电压是由模式中每个谐振槽的增益和输入电压、变压器变比和谐振槽数量决定的。总电压增益如式(16)所示。由于高增益模式中每个谐振槽输入电压周期的三分之一为零电平，在进行电压增益计算时要进行处理。

根据上述分析，可以得到变换器在各个模式下谐振槽对应的参数和总电压增益，将其总结如表1所示。

表1 谐振槽参数与电压增益

利用MATLAB绘制三个模式的增益曲线如图6所示。其中黑色圆点表示模式间的切换点，黑色加粗曲线代表变换器的工作过程。从图中曲线可以看出，通过模式间的切换，变换器可以实现较宽的增益范围。图7为传统三相星形连接LLC谐振变换器的增益曲线[13]，与图6中增益曲线对比，虽然可以实现0.8～2.1倍的增益范围，但是，最高工作频率达到200kHz，工作频段为46kHz～200kHz。而图6中拓扑的工作频段为67kHz～150kHz，明显工作频率更窄，减少了变换器高频段的损耗，也更有利于后续磁件的设计。

图6 三个模式下的增益曲线

图7 三相星形连接LLC谐振变换器的增益曲线

3 实验验证

3.1 实验参数

为了验证本文中提出的宽增益多模式的三相LLC谐振变换器的可行性，设计并搭建了1.4kW的实验样机，如图8所示。根据阶段式充电特点，将具体的工作模式分为恒流阶段和恒压阶段。恒流阶段为低增益、中增益、高增益切换运行，输出电流恒为3.3A，输出电压为160V～420V。恒压阶段主要是处于高增益模式，输出电压为420V。样机的具体参数如表2中所示。

图8 样机实验系统

表2 主要实验参数

3.2 实验结果

图9～图11是在恒流阶段变换器低增益模式至高增益模式的实验波形。图9为变换器工作在低增益模式下的实验波形，此时变换器输出电压为190V。输入电压均为0～400V的两电平方波，流经两个流经谐振电感Lr1、Lr2的电流ir1、ir2相等，即两个谐振槽传输的功率相等。图10为变换器工作在中增益模式的情况下输入电压和流经谐振电感Lr1、Lr3的电流波形，此时输出电压为290V。其中，VAC是-400～400V的两电平方波，VCD是0～400V的两电平方波。图11为变换器工作在高增益模式的实验波形，此时输出电压为390V。输入电压VAB为-400～400V的三电平方波，三相谐振电流波形之间相等，存在着120°相位差，可以看出三个谐振腔传递的功率相等。

图9 低增益模式实验波形

图10 中增益模式实验波形

图11 高增益模式实验波形

在恒压阶段变换器的实验波形如图12所示。变换器输入电压为400V。图12(a)、图12(b)分别为变换器在满载、10%负载的情况下的输出电压、谐振电流波形，从图中可以看出输出电压为420V。

图12 恒压阶段实验波形

从恒压阶段和恒流阶段的实验结果可以看出，变换器的工作波形与图2～4中波形一致，验证了变换器理论分析的正确性。同时，通过三个模式的切换工作，变换器可以输出160V～420V电压，即实现了0.8～2.1倍的宽增益范围。

图13输出电压与工作频率的关系曲线。从图中可以看出变换器工作频率在为67kHz～150kHz之间，在实现所设定的宽增益范围的同时，变换器可以维持在较窄的工作频率范围。

图13 工作频率曲线图

图14是变换器的效率曲线。变换器从低增益模式开始切换，直到高增益模式，输出电压逐渐升高。同时，根据实验中的效率和工作频率范围，选择260V、360V作为模式的切换点。在输出电压为285V时，效率最高可以达到93.5%。

图14 效率曲线

4 结语

针对LLC谐振变换器应用于汽车充电领域存在增益范围小的问题，提出了一种宽增益多模式的三相LLC谐振变换器。本文通过对所选电路的三个模式进行分析，推导等效电阻，建立基波等效模型，从而得到了变换器在各个工作模式下的增益曲线。最后制作了一台1.4kW的实验样机验证理论分析的正确性。实验结果证明，通过三个模式的切换工作，变换器实现0.8～2.1倍的宽增益范围，同时，变换器工作频率在67kHz～150kHz之间，实现增益要求的同时变换器工作在较窄的频段。变换器最高效率达到了93.5%。