一种大电流输出的DC/DC转换控制电路结构研究

张啸川, 马 奎,2,3, 杨发顺,2,3

(1. 贵州大学 大数据与信息工程学院， 贵阳 550025；2. 半导体功率器件可靠性教育部工程研究中心， 贵阳 550025；3. 贵州省微纳电子与软件技术重点实验室， 贵阳 550025)

0 引 言

本次研究的大电流输出的DC/DC转换控制电路是一种双极型集成单片控制电路，由于双极型功率开关管由基极电流驱动，所以其发射极寄生电容影响其关闭速度，同时基极存储效应影响了其关闭速度，减小开关管的饱和深度以及基极存储效应，减缓关闭速度[1]。因此，本文设计了一种版图结构新颖的双极型功率开关管，使其输出电流可达2 A。其电路简单且效率高，广泛用于远程计算机、数据通信、航天等领域。本次研究将对电路的各个电路模块进行分析以及仿真，探讨其电路特点。

1 整体电路结构

本文所研究的整体电路结构如图1所示，包含比较器、具有温度自动补偿的基准电压发生器、占空比可控的振荡器、RS触发器和大电流输出开关电路[2]。

图1 整体电路结构

工作原理：振荡器通过恒流源对外接到CT管脚(3脚)上的电容进行不断的充电和放电，以产生振荡波形；当CT电容处于充电状态时，RS触发器的R端及其与门C端转换为高电平，参考源提供的基准电压与比较器的阈值电压进行比较，当基准源的电压大于比较器的阈值电压时，比较器会输出高电平加在与门D端，此时S=1、R=0，SR触发器行使置1操作，输出高平，使得T2管导通；T2管和T1管以达林顿管形式相接[3]。在增大β值的同时，也间接提高了开关管的输出电流，此时输出开关为导通状态。但当振荡器处于放电状态时，其输出开关为关闭状态，其中端口7为电流限制检测，当检测点与电源之间的电差超过300 mV时，输出电流大小将会被限制。过流保护电路启动使得CT充电过程加快，开关管导通时间变短，使得电路通电时间减少，从而此点电压降低[4]。

1.1 基准电压发生器

基准电压发生器如图2所示。

图2 基准电压发生器

基准电压发生器包含启动电路，带隙基准电路和电流偏置电路。本文设计的启动电路由三极管N3、R2共同组成，当电路上电后，由于N3管的Vbe和电阻R2回路间电阻最小，最先被启动，而后产生一个启动电流，N3管与N2管组成镜像电流源，为P1的开启提供了通路，至此P1、P2、P3管已完全导通，为带隙基准提供启动电流，其大小由电流源射极电阻决定。随着带隙电压的启动，R20上的压降增大，导致N2管断开，N1管导通，启动电路停止工作，P1、P2、P3管组成的电流镜则继续正常工作[5]。Vref为带隙基准电压输出端，可提供一个稳定的基准电压。偏置电流和基准电压在全电源电压和温度范围内变化极小[6]。

带隙基准电路是由R7到R18，P7，N8构成，P7管的基极与发射极之间存在电阻R7，其压降为Ube7，则其中带隙基准源的电流公式(1)如下：

(1)

基准电压Vref的值由R7到R18的压降和N8的Ube8共同决定，式(2)：

Vref=Vr7+Vr9+Vr10+Vr18+Ube8

(2)

从Vref的计算公式(2)看出，基准电压是一个与电源电压无关的参数。

由于R是正温度系数，Vbe是负温度系数，两者之间具有一定的补偿关系，可抵消温度带来的影响，可以调整R11到R17阻值，以此来达到电路温度补偿的效果，且基准电压的输出给予比较器的正极端。

1.2 电压比较器

电压比较器的电路如图3所示。

图3 电压比较器电路

本文的电压比较器是由高增益的直耦差动放大器和稳定偏置电路所组成，是一种开环工作状态下的运算放大器[7]。其中，P5和P6管组成差分输入级，P1，P2，P3，P4作为P5和P6管的电流源，为比较器提供偏置电流，N1和N2管作为比较器管的有源负载。

此电路的工作原理：通过与P5端提供的阈值电压比较，当P6的输入电压低于P5管时，会使得P6管先导通，将P1和P2管的发射极电位拉低，使得P5管截止，从而N2的集电极提供给D触发器一个低电平信号。反之，当P6管的输入高于P5管时，P5管先导通，使得P3和P4管的电压被钳制，P6管截止，N2的集电极端提供给D触发器一个高电平信号。

1.3 振荡器

振荡器的电路如图4所示。

图4 振荡器电路

振荡器由比较器、偏置电路以及RC电路构成。比较器正相端为RC电路，N3管的发射极外接CT电容(3脚)控制电路产生振荡，可产生一组三角波电压信号[8]。比较器反相端输入为基准电压Vref，通过比较两端电压向RS触发电路提供二进制信号。

CT在零状态下接通电源，电源刚导通时，比较器P9基极端的电位小于P10基极端的电位，故P9管导通，使得N3管导通，为电容CT充电，P9基极电位逐渐增大；当P9基极电位大于P10的基极电位时，P9管截止，CT经N4管放电。

当P10管导通时，N5管导通并通过R2上拉电阻将P10端的基极端电位拉低，此时N5管处于饱和状态，P10基极端的电压约等于为N5管的饱和压降。CT通过N4管放电，当P9端基极电压小于P10基极端时，P10管截止，P9管导通，CT管又开始充电。因为CT电容不断充电和放电，其电压输出呈现锯齿波的现象。

振荡器的占空比由充放电时间共同决定，而充放电时间取决于R4～R10和R17的比例。N4、N6管采用共基极接法，使得R4～R10和R17的压降一致，但R4～R10并联关系，其总的电阻值是R17的七分之一，故其电流大小为R17的七倍。充电时，R4～R10端电流降低，则R4～R10电压将R17端的电压钳位成同等电压，缓慢充电；放电时，R4～R10端电流变大，则R17端电压将R4～R10端的电压钳位成同等电压，快速放电。故可以通过改变并联电阻的个数来调节其占空比。

本设计中振荡器的占空比为7比1，振荡器的周期由总的充电和放电时间决定，令R4～R10的并联电阻阻值为Rx，则其充电时间，公式(3)：

(3)

其中，C为外置电容大小；Vce为N5管的饱和压降；Vref为基准电压。

其放电时间，式(4)：

(4)

其频率，式(5)：

(5)

1.4 RS触发器

RS触发器的电路结构图如图5所示。

图5 RS触发器电路

当比较器提供高电位加在与门的¯D端时，RS触发器的S端将被拉成低电位，此时振荡器端提供低电位加在RS触发器的¯R端时，RS触发器的Q端将输出低电平，以控制大电流输出电路；当比较器提供低电位加在与门的¯D端时，RS触发器的S端电位取决于与门C端的电位，当与门C端处于高电位时，S端将被拉成高电平，且此时R端处于低电平，RS触发器的Q端输出高电平，反之输出低电平。

1.5 大电流输出开关电路

大电流输出开关电路如图6所示。Q1为开关管，Q2为驱动管，R1电阻为Q2提供基极电位，R2电阻为保护电路。为增大其输出电流，将Q1和Q2的集电极相连，形成达林顿结构，可以增大β值，电流放大能力得到提升。

图6 大电流输出开关电路

Q1管是一个大功率的三极管，增大发射极面积能增大输出电流，但在传统三极管的版图中，因为电流集边效应，所以靠近基极侧的发射极边上的电流密度将大于发射结的平均电流密度，使得大注入产生的基区扩展效应将首先在边界上发生，最终限制了晶体管的最大输出电流，故本设计将开关管的发射极面积做成树枝状结构，尽可能的减小结面积和延伸电极面积，以减小电容，从而增大发射极的有效周长，提高了晶体管的电流输出能力。

2 基于DC/DC转换电路的仿真验证

本文基于中科渝芯40V双极型工艺完成电路设计，并利用Cadence软件对电路进行仿真。

2.1 振荡器的频率仿真

电容值为1 nF时，其振荡器的频率为31 KHz左右，达到了频率在24～42 KHz之内，其仿真结果如图7所示，可以看出充放电的占空比大约为7∶1，故可以通过控制并联的电阻个数来改变其振荡器的输出占空比。当调整七脚所加电压为4.701 V时，电流限制电路开始工作，此时六脚和七脚之间的压差VIPK约等于300 mV，会使得电容充电时间加快，输出开关管的关闭时间延长，仿真结果如图8所示，可以看出此时振荡器占空比约为50%。

图7 振荡器频率仿真

图8 电流限制电路时的频率仿真

2.2 电源电流仿真

DC/DC还有一个重要的指标就是功耗，设定的电源电流在电源电压为4～40 V时，电源电流最大不超过4 mA。电源为5 V空载时的电源电流仿真如图9所示，电源为40 V空载时的电源电流仿真如图10所示。可以看出电源电流最大为2.85 mA，在5～40 V时都能达到低功耗。

图9 5 V空载时电源电流仿真

图10 40 V空载时电源电流仿真

2.3 输出开关仿真

在电源电压为5 V，开关电流为2 A左右时，输出管的饱和压降为1.15 V，未达到最大饱和压降1.3 V，仿真结果如图11所示。仿真时在开关管加1.15 V的饱和压降，最大输出电流为2.07 A。

图11 输出开关电流

开关管断开且集电极电压为40 V时，输出管的关态集电极电流最大在488 nA左右，远远小于2 uA，仿真结果如图12所示。

图12 关态集电极电流

2.4 升压转换器的应用电路的仿真

升压转换器电路如图13所示，当芯片内开关管(T1)导通时，输入电压经取样电阻Rsc、电感L1、Pin1脚和Pin2脚接地，此时电感L1开始存储能量，而由C0对负载提供能量。当T1断开时，输入电压Vin和电感L同时通过续流二极管1N5819给负载和输出电容C0提供能量。电感在释放能量期间，由于其两端的电动势极性与输入电压Vin极性相同，相当于两个电源串联，因而负载上得到的电压高于电源电压。开关管导通与关断的频率由振荡器的工作频率所决定。只要此频率相对于输出负载的时间常数足够高，输出负载上便可获得连续的直流电压。输出的电压经R1和R2分压后输入比较器，并与基准电压一起去控制脉冲宽度，公式(6)：

(6)

其中，Vref为基准电压。

图13 升压转化器

其升压仿真如图14所示，其中R1为2.2 kΩ, R2为47 kΩ，Vref为1.25 V。

图14 升压仿真图

3 版图设计及应用测试

采用国内40 V中科渝芯40 V双极型工艺完成电路的版图设计，其版图面积为1 799 μm×1 712.5 μm，如图15所示。图15中A部分为大电流输出模块，B部分为比较器模块，C部分为带隙基准模块，D部分为振荡器模块，E部分为RS电路和与门模块，四周包含8个功能端口，可以看出大电流输出模块的功率管形状，将发射极做成树枝状结构，增大了发射区有效长度，从而增大输出电流。其发射区的面积为108 000 μm2，发射区的有效周长为6 480 μm。

图15 整体电路版图

本设计共有8个功能管脚，管脚数较少，应用简单。整体电路已经完成设计流片，其流片数据见表1，流片数据符合设计的预期效果，其中饱和压降是在输出电流为2 A时得到的值，与仿真理论值十分接近。

表1 流片数据

4 结束语

本文设计的具有大电流输出的DC/DC转换控制电路，可通过两种方式提高其输出电流，一种是输出开关通过达林顿的连接方式来提高输出电流；另一种是改变功率管的发射极结构，可将发射极面积做成树枝状结构，尽可能的减小结面积和延伸电极面积，增大输出电流。实测结果证明，输出管的饱和压降1.3 V以下，其输出电流能达到2 A左右，且各功能电路均能达到指标。