一种新的多输入全桥变换器

杨东升 阮新波 李 艳 刘福鑫

（南京航空航天大学航空电源重点实验室 南京 210016）

1 引言

随着化石能源的大规模开采和利用，世界的能源形势日益紧张，同时化石燃料燃烧时产生大量的废气，造成了严重的环境污染。由于可再生能源具有清洁无污染、资源储量丰富、可循环利用等优点，利用可再生能源发电是解决能源危机和环境污染问题的重要途径。目前应用较多的可再生能源发电形式有光伏发电、风力发电、水力发电、地热发电等等，但由于受气候条件限制较大，其电力供应不稳定、不连续，因此需要将多种新能源发电形式结合起来组成新能源联合供电系统[1]。

在传统的新能源联合供电系统中，每种能源形式通常需要一个 DC-DC变换器，将各种能源变成直流输出，并联在公共的直流母线上，结构较复杂，且成本较高[2]。为了简化电路结构，降低系统成本，可以用一个多输入直流变换器（Multiple-Input Converter，MIC）代替多个单输入直流变换器。MIC是将多个输入源和单个负载连接在一起的变换器，它允许多个输入源向单个负载供电，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以不同，多个输入源可以分别或同时向负载供电。

近年来，国内外的学者已经提出了一些MIC电路拓扑[3-11]。

通常多个幅值不等的电压源是不能直接并联的。文献[3-4]提出将多个直流电压源通过串联的开关管并联在一起的方法生成MIC电路拓扑。由于电压的钳位，此类电路拓扑只能分时工作，即在任一瞬间只允许一路电压源向负载传送能量。为了克服上述电路分时工作的缺点，文献[5-7]提出了一类新的电路拓扑，此类电路将多个输入源通过一个多一次侧单二次侧的变压器连接在一起，由于变压器的电压钳位作用，这里的输入源必须为电压源与大电感串联组成的电流源，因此，在任一瞬间，多个输入源既可以单独向负载供电，也可以同时向负载供电。但是此类电路拓扑存在以下缺点：电路结构较复杂，元器件多；由于是电流型电路拓扑，控制较复杂。对于不需要隔离的场合，文献[8-9]提出了将多个直流电压源串联起来并在每个电压源旁都并联一条旁路支路的方法生成MIC电路拓扑。此类电路拓扑结构简单，属于电压型电路拓扑，控制灵活，并且在任一瞬间，多个输入源既可以单独又可同时向负载供电。

本文将提出一种新的MIC电路拓扑：多输入全桥变换器，其器件少，结构简单；由于是电压型电路拓扑，控制简单、灵活、易实现；输入源与负载之间具有电气隔离，适用于大功率场合。

2 电路拓扑分析

图1 基本的多输入全桥变换器Fig.1 Basic multiple-input full bridge converter

图 1给出了基本的多输入全桥变换器的电路图[10]，它包含多个全桥单元，其中每个全桥单元均由一个直流源与四个开关管及其反并联二极管组成。输出整流管 VDR1～VDR4组成整流桥，电感Lf和电容Cf组成输出滤波器，RLd是负载。多个全桥单元的输出串联后接到隔离变压器一次侧。

图2给出了该变换器的控制策略，每个全桥单元工作在移相控制方式。以 1#全桥单元为例，Q1和 Q2为 180°互补导通，Q3和 Q4也为 180°互补导通，Q1和Q2与 Q3和Q4移相工作，相对于 Q4和 Q3分别超前一个相位θ1。其桥臂中点输出电压vAB为脉宽可调的方波，其脉宽取决于移相角θ1。类似的，2#～N#全桥单元输出电压的脉宽分别由各自的移相角θ2～θN决定。

图2 多移相控制策略Fig.2 Multiple phase-shift control strategy

以N#全桥单元的输出电压vEF为基准，将1#到N-1#全桥单元的输出电压上升沿与vEF上升沿之间的相位差分别定义为θFB1、θFB2…θFBN-1。这些相位差不同，变压器一次侧电压波形也不同。以其中1#和N#全桥单元为例，θFB1取不同值时，会出现两种情况：①vAB和vEF的极性总是相同，或者其中一个为零，那么两路输入源的输入电压总是正向叠加，变换器传输最大功率。②vAB和vEF出现极性相反的情况，两路输入源输入电压正负抵消。为了避免电源电压正负抵消，即在任意移相角的条件下，甚至θ1和θN为零时仍能满足最大功率传输[11]，则θFB1必须为零。同理为了保证所有全桥单元之间都不发生电源电压正负抵消的情况，θFB1、θFB2…θFBN-1必须都为零，即所有全桥单元的滞后桥臂开关管的驱动信号都是同步的。为方便阐述，以下仅以双输入为例，讨论其工作原理和控制策略。

3 双输入全桥变换器

3.1 电路拓扑的简化

双输入全桥变换器存在两个全桥单元，含有八只开关管，电路拓扑结构复杂，成本高，需要对其进行简化以适合工程应用。为方便分析，将双输入全桥变换器的电路重新绘制，如图3所示。可以发现当θFB1为零时，两个全桥单元的滞后桥臂同步开关，即Q4和Q7、Q3和Q8分别同时开通、同时关断。因此将其共用以简化电路结构。简化后的电路结构如图4所示，这里画出了各开关管的结电容和变压器的漏感，即C1～C6分别为开关管 Q1～Q6的寄生电容，Lr为谐振电感，它包含了变压器的一次侧漏感。简化后的电路，开关管可以减少两只，控制电路更简单。

图3 变形后的基本双输入全桥变换器Fig.3 Basic double-input full bridge converter with appropriate circuit configuration

图4 简化的双输入全桥变换器Fig.4 Simplified double-input full bridge converter

双输入全桥变换器既可工作在双路源向负载供电情况，也可以单路源独立向负载供电。本节将详细分析该变换器在两种模式下的工作原理。在分析之前作以下假设：

（1）所有开关管、二极管电感、电容和变压器均为理想元器件。

（2）C1=C2=C5=C6=Clead，C3=C4=Clag。

（3）输出滤波电感Lf=Lr/K2，K是变压器一、二次侧电压比。

3.2 双路源同时向负载供电

图5给出了该变换器在双路源同时向负载供电时的主要波形。在此模式下，一个开关周期内有16个开关模态，其等效电路如图6所示。下面分析不同开关模态下的电路工作情况。

图5 双路源同时供电时的主要波形Fig.5 Key waveforms of the converter when double input sources power the load

（1）开关模态0 [t0时刻之前] (见图6a)：t0时刻之前，开关管Q1、Q4和Q5导通，两路输入源串联向负载供电。一次电流ip流经1#输入源、Q1、谐振电感Lr、变压器一次绕组、Q5、2#输入源和Q4，二次侧整流管VDR1和VDR4导通，一次侧向二次侧提供能量。变压器一次电流ip等于折算到一次侧的滤波电感电流。ip线性上升，到t0时刻，ip上升到I1。

（2）开关模态1 [t0,t1] (见图6b)：t0时刻关断Q5，ip从Q5转移至C5、C6支路中，给C5充电，给C6放电。由于C5和C6的存在，Q5近似为零电压关断。在此期间，由于谐振电感Lr与输出滤波电感Lf是互相串联的，而且Lf很大，iLf基本保持不变，又由于ip等于折算到一次侧的滤波电感电流，因此ip基本不变，为I1。C5上的电压线性上升，C6上的电压线性下降。

图6 双路源同时供电时各种开关模态的等效电路Fig.6 Equivalent circuits of switching mode when double input sources power the load

在t1时刻，C5上的电压升至Vin2，C6上的电压降至零，VD6自然导通，该时段持续时间t01为

（3）开关模态2 [t1,t2] (见图6c)：VD6导通后，将 Q6的电压钳在零位，此时可以零电压开通 Q6。Q6开通后，1#输入源单独向负载供电。若Vo＜Vin1/K，ip线性上升，若Vo＞Vin1/K，ip线性下降。图中以ip线性上升为例，到t2时刻，ip上升到I2。

（4）开关模态3 [t2,t3] (见图6d)：在t2时刻，关断Q1，ip从Q1转移至C1、C2支路中，给C1充电，给C2放电。由于C1和C2的存在，Q1近似为零电压关断。由于Lr与Lf是互相串联的，而Lf很大，其电流基本保持不变，因此ip基本不变。C1上的电压线性上升，C2上的电压线性下降。

在t3时刻，C1上的电压升至Vin1，C2上的电压降至零，VD2自然导通，该时段持续时间t23为

（5）开关模态4 [t3,t4] (见图6e)：VD2导通后，将 Q2的电压钳在零位，此时可以零电压开通 Q2。Q2开通后，两路输入源均不接入电路，变换器工作在续流状态。在这段时间里，ip等于折算到一次侧的滤波电感电流。在t4时刻，ip下降到I3。

（6）开关模态5 [t4,t5] (见图6f)：在t4时刻，关断 Q4，ip给C4充电，同时通过两路输入源Vin1和Vin2给C3放电。由于有C3和C4的存在，Q4近似为零电压关断。此时vAB=-vC4，vAB的极性由零变为负值，变压器二次绕组电动势有下正上负的趋势，使 VDR2和 VDR3导通。由于四只整流二极管同时导通，变压器二次绕组电压为零，一次绕组电压也为零，vAB全部加在Lr上。因此这时Lr和C3、C4谐振工作。

到t5时刻，C4上的电压上升至Vin1+Vin2，C3上的电压下降到零，VD3自然导通，该模态持续时间t45为

（7）开关模态6 [t5,t6] (见图6g)：t5时刻，VD3导通，将Q3两端的电压钳位在零，此时可以零电压开通Q3。在此时段中，二次侧四只整流二极管依旧同时导通，变压器二次绕组和一次绕组电压均为零，这样Vin1+Vin2加在Lr上，ip线性下降。

到t6时刻，ip下降到零，VD2、VD3和 VD6自然关断。

（8）开关模态7 [t6,t7] (见图6h)：t6时刻，一次电流ip由正值过零，且向负方向线性增加，流经Q2、Q3和Q6。由于此时ip仍不足以提供负载电流，二次侧整流管依旧同时导通。加在Lr上的电压为Vin1+Vin2，ip反向线性增加。

在t7时刻，ip达到折算到一次侧的负载电流–ILf(t7)/K，VDR1和 VDR4关断，负载电流全部流过VDR2和 VDR3。

（9）开关模态8 [t7,t8] (见图6i)：在这段时间里，两路输入源串联向负载供电。t8时刻关断Q6，变换器开始另半个周期的工作，其工作情况与上述的半个周期类似，不再赘述。

3.3 单路源单独向负载供电

图7给出了该变换器单路源单独向负载供电时的主要工作波形。在此模式下，电路存在14个开关模态，其中[t0，t2]时段、[t5，t8]时段的工作情况与双路源同时向负载供电时的[t2，t4]时段、[t6，t9]时段相似，这里不再重复。下面分析[t2，t5]时段的工作原理，图8给出了该时段各开关模态的等效电路。

图7 单路源单独供电时的主要波形Fig.7 Key waveforms of the converter when one source powers the load

图8 单路源供电时各种开关模态的等效电路Fig.8 Equivalent circuits of switching mode when one source powers the load

（1）开关模态3 [t2,t3] (见图8a)：在t2时刻，同时关断Q4和Q6，由于ip从VD6中流过，因此Q6为零电压关断。同时ip给C4充电，并通过两路输入源Vin1和Vin2给C3放电。由于有C3和C4的存在，Q4近似为零电压关断，并且此时vAB=-vC4，vAB的极性由零变为负值，变压器二次绕组电动势有下正上负的趋势，使VDR2和VDR3导通，由于四只整流二极管同时导通，变压器二次绕组电压为零，一次绕组电压也为零，vAB全部加在Lr上。因此这时Lr和C3、C4在谐振工作。

到t3时刻，C4上的电压上升至Vin1+Vin2，C3上的电压下降到零，VD3自然导通，该模态持续时间t23为

（2）开关模态4 [t3,t4] (见图8b)：t3时刻，VD3导通，将Q3两端的电压钳位在零，此时可以零电压开通Q3。在此时段中，二次侧四只整流二极管依旧同时导通，变压器二次绕组和一次绕组电压均为零，这样Vin1+Vin2加在Lr上，ip线性下降。

（3）开关模态5[t4,t5] (见图8c)：在t4时刻，同时开通Q3和Q5，由于VD3的钳位作用，Q3为零电压开通。但是Q5开通前，其两端的电压仍为Vin2，因此为硬开通。在此时段中，这样Vin1单独加在Lr上，ip线性下降。

到t5时刻，ip下降到零，VD2和VD3自然关断。

4 变换器的特性

4.1 开关管的电压应力和电流应力

从上面的分析可知，双输入全桥变换器的三个桥臂的电压应力各不相同。1#桥臂开关管 Q1和 Q2的电压应力为 1#源的输入电压Vin1；3#桥臂开关管Q5和Q6的电压应力为2#源的输入电压Vin2；而公共滞后桥臂开关管Q3和Q4的电压应力两路输入源的输入电压之和Vin1+Vin2；Q1～Q6电流应力相同，均为Io/K。

4.2 开关管实现ZVS的条件

4.2.1超前桥臂

在超前管的开关过程中，输出滤波电感与一次侧漏感相互串联，用来实现ZVS的能量来自输出滤波电感和一次侧漏感。输出滤波电感一般较大，因此其能量足以保证超前管在宽负载范围内实现ZVS。

4.2.2公共滞后桥臂

在滞后管Q3和 Q4的开关过程中，二次侧的整流二极管全部导通，输出滤波电感电流不能反射到一次侧，因此输出滤波电感的能量不能用于实现ZVS，只能依靠一次侧谐振电感的能量。为了实现滞后管的ZVS，双路源同时供电时必须满足

当第i路输入源单独向负载供电时，需要满足

式中，I是滞后桥臂开关管关断时一次电流的大小。由于谐振电感比折算到一次侧的输出滤波电感要小得多，因此滞后管实现ZVS相对困难。

4.3 占空比丢失

双路源同时供电时，在[t4，t7]和[t12，t15]时段，虽然一次侧有正（或负）电压方波，但是一次电流不足以提供负载电流，因此二次侧整流后的电压依然为零（见图5），这样二次电压就丢失了这部分时间的电压。这部分与开关周期Ts/2的比值就是二次侧占空比丢失Dloss。

考虑到[t4，t5]时间段很短，可以忽略，同时认为该时段中ip近似不变，可以得到

同理，在第i#输入源单独供电时，二次侧丢失了[t2，t6]和[t9，t13]时段的电压（见图 7），由于[t2，t3]时段，可以忽略，且认为在这段时间内ip近似不变，可以推导出占空比丢失为

4.4 输入输出关系

假设两路源对应的移相角分别为θ1和θ2，则对应的一次侧占空比分别为Dp1=(π-θ1)/2π，Dp2=(π-θ2)/2π。考虑到占空比丢失后，二次侧的占空比，即有效占空比分别为：Dy1=Dp1-Dloss，Dy2=Dp2-Dloss。由图2给出的控制策略可知，输出电压Vo为

假设电感足够大，电感电流可以看成一个直流电流，即负载电流Io，则Iin1和Iin2分别为

5 能量管理

在MIC中，由于存在多个输入源及相应的开关管，因此可以对多个占空比进行控制，换言之，即存在多个控制自由度，这就为多个输入源的能量管理提供了可能性。那么多输入直流变换器的控制策略需要实现两大功能：①保证输出电压稳定；②实现多个输入源的功率分配。

以双输入直流变换器为例，通过控制其中一路的输入电流即可控制该输入源的输入功率。在氢-光联合供电系统中，需要优先利用太阳能电池的能量，因此可以将太阳能电池作为主供电设备（1#输入源），燃料电池为后备能源供电设备（2#输入源）。本文采用主从控制方式分配两路输入源的输入功率[12]，因此，负载所需功率尽可能由1#输入源提供，剩余功率由2#输入源提供。

图 9给出了双输入全桥直流变换器的控制框图，它由1#源输入电流闭环和输出电压闭环组成。该变换器存在以下两种工作模式，各种模式的控制框图如图10所示。

图9 控制系统框图Fig.9 Block diagrams of the control circuit

图10 两种工作模态的控制框图Fig.10 Block diagrams of the two operation modes

6 实验验证

为了验证双输入全桥变换器的工作原理，在实验室完成了一台800W的原理样机，实验所用数据为：输入电压范围：Vin1=110～130V；Vin2=80～100V；输出电压：Vo=48V；额定输出电流：Io=17A；1#输入电流参考值：3.4A（提供 50%的额定输出功率）；变压器一、二次侧电压比：K=6:4；一次侧漏感：Llk=0.4μH；谐振电感：Lr=1.4μH；输出滤波电感：Lf=36.2μH；输出滤波电容：Cf= 470μF；超前管（Q1、Q2、Q5、Q6）：IXTH35N30（35A/300V）；滞后管（Q3、Q4）：IPW60R045CP（62A/650V）；二极管（VDR1～VDR4）：DESI30-03A（30A/300V）；开关频率：fs=100kHz。

图11给出了额定输入电压分别为Vin1= 120V，Vin2= 90V时AB间电压、一次电流ip和输出整流电压vrect的实验波形。其中图11a为输出电流Io= 17A（满载）的实验波形，此时两路输入源同时向负载供电，调节两个移相角θ1和θ2使得1#源输入电流稳定在3.4A，同时保持输出电压的稳定。图11b为输出电流Io= 6.7A（40%负载）的实验波形，此时负载所需的功率小于 1#源提供的额定功率，2#源调节其移相角θ2为180°，使其输入电流为0，退出工作；1#源调节移相角θ1使得输出电压稳定，单独向负载供电。验证了能量管理的正确性。

图11 Vin1 = 120 V，Vin2 = 90V时的实验波形Fig.11 The experimental waveforms at Vin1= 120V, Vin2=90V

图 12给出了满载时，两路源同时工作情况下Q1、Q3、Q5的驱动电压vGS、漏源电压vDS和漏极电流iD的波形。可见所有的开关管都实现了ZVS，并且Q1的电压应力为Vin1；Q5的电压应力为Vin2；Q3的电压应力为Vin1+Vin2。

图13给出了40%负载时，1#源单独工作时Q1、Q3、Q5的驱动电压vGS、漏源电压vDS和漏极电流iD的波形。其中开关管 Q1、Q3依然实现了 ZVS，在单路源工作时，开关管Q5开通前其结电容的电荷无法转移，为硬开关，与理论分析一致。

图12 Vin1 = 120V，Vin2 = 90V，满载时各开关管的驱动电压vGS、漏源电压vDS和漏极电流iD波形Fig.12 The waveforms at of vGS, vDS and iD at full load and Vin1 = 120V，Vin2= 90V

图13 Vin1=120V，Vin2 =90V，轻载时各开关管的驱动电压vGS、漏源电压vDS和漏极电流iD波形Fig.13 The waveforms at of vGS, vDS and iD at light load and Vin1 = 120V，Vin2 = 90V

7 结论

本文提出了一种新颖的多输入全桥变换器，该电路拓扑具有结构简单；元器件数量少；输入输出具有电气隔离；采用移相控制策略，可实现开关管的软开关；在任一瞬间，既可单独向负载供电，又可同时向负载供电等优点。但是由于共用开关管、变压器等元器件，也必然造成器件应力的增加。本文以双输入为例，通过分析双输入全桥变换器的工作原理及其特性，提出了多移相控制策略及能量管理方法，并通过一个800W的原理样机验证了理论分析的正确性和能量管理策略的有效性。

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