三电平逆变器SVPWM过调制控制策略研究

谢奕尘

（安徽理工大学电气与信息工程学院，安徽 淮南 232001）

在交流调速以及 UPS电源等电力电子装置中[1-2]由于三电平电压型逆变器（VSI）有谐波含量小、工作效率高、输出的电压高、大功率等一些优点[3]，故三电平电压型逆变器在上述范围内的应用都占据着主流地位，较之SPWM技术，SVPWM技术以其控制的简单性，数字化的易实现性和具有良好的工作特性等优点，所以SVPWM技术更适合于在数字化控制系统中应用。

部分学者从20世纪90 年代初开始研究SVPWM策略在过调制范围内特性的上的应用。在六拍阶梯波工作状态下三相电压型逆变器输出的相电压基波幅值为 0.637Vdc相比在线性调区输出的电压基波矢量最大幅值 0.577Vdc高出了 10%[5]因此可知降低电动机稳态响应的动态时间和提高逆变器的输出电压采用三电平逆变器SVPWM过调制控制是有效的。

文献[6]提出了一种基于叠加原理的过调制处理方法，本文以基于三电平g-h坐标系[7]的SVPWM算法作为基础，实现过调制区域的控制需要将该过调制算法拓展运用到三电平逆变器中。仿真与实验结果则证明了该过调制算法易于实现线性调制到六拍阶梯波之间的平滑过渡。

1 三电平逆变器空间矢量与过调制

图1为三电平逆变器电压空间状态矢量图，其中矢量类型分布见表1。

图1 三电平逆变器空间电压矢量图

表1 矢量类型分布表

根据伏秒平衡的原则，通过组合基本电压矢量来合成 Vref，线性调制度达到最大值时，Vref的端点运行轨迹恰巧是图形六边形的内切圆，调制度为1（定义调制度），如图2所示。

图2 最大线性调制

当参考电压Vref超过六边形边界时，SVPWM就会发生过调制。假如不对参考矢量 Vref的幅值采取任何调整策略，电压及电流波严重失真，在高性能传动系统中这是不允许出现的，会影响电机的转矩特性以及直流侧电压的利用率，这样会对整个系统不利。

2 过调制处理方案

参考Holtz[8]的思想，线性调制区与过调制区Ⅰ之间的临界调制比为最大线性调制比M1=1；过调制区Ⅰ与过调制区Ⅱ之间的临界调制比与实际电压矢量为正六边形轨迹时的调制比相对应，根据Fourier分解可以得到M2=1.05。

2.1 线性调制区（0≤m≤M1）

在线性区域内，不必对Vref做出调整。

2.2 线性过调制Ⅰ区（M1≤m≤M2）

过调制Ⅰ区的过调制系数定义为

在过调制区Ⅰ内，采用对参考矢量本身进行调整，将其调整到线性调制去内，来实现过调制区的控制。以第一扇区为例调整过程如图3所示，OE为六边形电压轨迹所对应的参考矢量的幅值大小；OC为最大线性调制度所对应的参考电压矢量的幅值大小；OD是过调制Ⅰ区内的某一参考矢量的幅值大小。

最大线性调制比对应的电压矢量为

正六边形上的电压矢量为

图3 过调制Ⅰ区参考电压矢量合成原理图

式中，θ为参考矢量的角度。

过D点做A1E的平行线，交A1B1于点N，根据ΔCND和ΔCA1E之间的相似关系，可得

通过以上分析可得，处于过调制Ⅰ内的参考矢量V*r是由两部分叠加组成：①系数为K1的沿正六边形轨迹的矢量；②系数为(1-K1)的沿最大内切圆轨迹的矢量，得出：

2.3 线性过调制Ⅱ区(M2≤m≤1.11)

在过调制Ⅱ区内定义过调制系数为

以第一扇区为例介绍过调制Ⅱ区内参考矢量的调整过程，如图3所示。图中，OC为正六边形电压轨迹对应的参考电压矢量的幅值；OE为六拍波电压轨迹对应的参考电压矢量的幅值；OD为过调制区Ⅱ内的某一参考矢量的幅值。

计算出第一扇区内六拍波电压矢量为

过D点作A1E的平行线，交CA1于点N，根据ΔCND和 ΔCA1E之间的相似关系，以及ΔA1NN1和ΔA1CF可得

调制Ⅱ内的参考矢量V*r可由两部分叠加组成：①系数为K2的六拍波电压矢量（图4中OA2）；②系数为(1-K2)的沿正六边形轨迹的矢量。过调制处理后参考矢量表达式为

图4 过调制Ⅱ区参考电压矢量合成原理图

2.4 矢量工作时间的确定

经过过调制算法处理的到新的参考矢量都在六边形内，因此可以采用基于 g-h坐标系的 SVPWM控制算法进行扇区判断及基本矢量作用时间的计算。具体算法实现步骤见下：

1）将变换为g-h坐标系下的基本电压矢量坐标化为整数。

2）确定合成参考矢量所需要的3个基本矢量。

3）得到各个参考矢量的占空因数。

4）逆变器开关状态的确定。

3 仿真分析

理论分析完成后，在Matlab/Simulink仿真环境下建立了其仿真模型。仿真参数为：Vdc=400V，输出频率 f=50Hz，直流侧电容为 C=2200μF，负载R=10Ω，L=10mH，系统开关频率为 5kHz。图 5为在不同调制度情况下线电压及等效调制波波形。仿真结果验证了过调制处理方法的有效性。

逆变器开关的动作顺序如下：

因为电压矢量(ONN)和(POO)的幅值和相角相同，为小矢量的两种不同的开关状态，且对中点电位的影响恰好是相反的，因此调节电压矢量(ONN)和(POO)对应的作用时间多少也就能达到控制中点电位的目的了。

图5 仿真波形

4 实验验证

通过在二极管箝位式三电平实验平台上进行的实验验证了该过调制算法的有效性。三电平过调制算法采用TI公司TMS320F28335高性能数字信号处理器实现，开关频率为 5kHz，逆变器输出频率为50Hz；使用 Xilinx公司 Spartan3系列的 XC3S400 FPGA完成死区产生、故障保护、脉冲扩展等操作，其中死区时间为 5μs；主电路直流侧采用 4个2200μF/400V的电解电容，开关管采用 IRF840型MOSFET，驱动芯片采用HCPL-316J；采用MUR860超快恢复二极管；三相对称阻感负载选择Y型连接；直流母线电压100V，电感值为10mH，电阻为10Ω。

实验波形的采集使用的仪器是Fluke 43B电能质量分析仪。图6为逆变器在不同调制度下输出线电压的波形。实验结果证明了此种算法是有效可行的。

图6 实验波形

5 结论

本文以三电平g-h坐标系的SVPWM算法为基础，分析了过调制基本原理及基于叠加原理的过调制处理方法。将该算法应用到三电平逆变器中，最后在二极管箝位式三电平实验平台上实现了该算法，不同调制度下的实验波形验证了过调制处理方法的有效性。

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[2]李明,马小平,陈爱丽.一种改进的三电平逆变器空间电压矢PWM控制技术[J].东南大学学报,2003,23 (增刊):179-183.

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[4]Silveri o Bolognani, Mau ro Zigliot t o. Novel Digital Continuous Control of SVM Inverters in the Over modulati on Range[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1997, 33(2):525-530.

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[6]樊杨,瞿文龙,陆海峰,等.基于叠加原理的 SVPWM过调制算法[J].清华大学学报, 2008, 48(4):461-464.

[7]于月森,赵成成,符晓等.基于g-h坐标系SVPWM控制算法五电平逆变器仿真研究[J].电气传动,2011,41(12):37-40.

[8]Hol tz J. Puls e width modulation-a survey [J]. IEEE Transaction on Industry Electron, 1992,39(6):410-420.