半桥三电平直流变换器的电容电压控制策略

周玮阳 虞晓阳 金 科 刘志军

（南京航空航天大学 江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

0 引言

半桥三电平（Three Level,TL）变换器具有主开关管电压应力低，主功率管可以实现软开关等优点[1-7]，因此非常适合应用于地铁动车辅助电源、船舶供电等[8-10]高电压输入的功率变换场合。

文献[11,12]提出的四开关半桥TL 直流变换器如图1 所示，分压电容可以钳位一次侧开关管，电路结构简单；没有钳位二极管和飞跨电容，避免了可能出现的开关电容模态，可靠性高。在实际应用中，由于控制电路、驱动电路以及主电路参数的差异，使得分压电容不均压，隔直电容电压不等于输入电压的一半，一次侧开关管以及二次侧整流二极管的电压应力增加，对变换器的安全可靠工作造成影响，因此需要引入电容电压控制电路来均衡输入分压电容电压以及保证隔直电容电压等于输入电压的一半。

图1 四开关半桥三电平直流变换器Fig.1 Four switches half-bridge TL converter

大多数三电平结构的变换器存在分压电容不均压问题。对于非隔离三电平结构变换器中的输入分压电容电压控制，文献[13,14]提出了一种方法，它通过反馈分压电容电压，调整开关管的导通时间，实现分压电容的均压，从而保证开关管电压均衡。文献[15]中对于飞跨电容钳位隔离型三电平变换器的分压电容电压控制，是通过控制飞跨电容电压，调节正负半周占空比，实现输入分压电容均压。因为在飞跨电容和输入分压电容并联模态可以钳位分压电容。这两种方式均采用调节控制信号单沿来调节占空比，从而实现调节每个半周期分压电容分别输出的能量，均衡分压电容电压的目的。本文研究的四开关半桥TL 直流变换器，负载能量正半周由输入源提供，而负半周由隔直电容提供，因此上述文献提供的方法也可以用来控制隔直电容电压。但是本文研究的变换器受控对象有两个，即隔直电容和输入分压电容，因此需要找到另外一个自由度来控制分压电容电压。由于半桥TL 变换器一组开关管驱动信号互补，这种单沿调制方式在调节占空比的同时会影响到控制信号的相位差。

本文针对一次侧四开关TL 结构，首先分别分析正负半周占空比以及驱动信号相位差这两个自由度对分压电容和隔直电容电压的影响，指出可以通过调节这两个受控量校正各种原因造成的偏压现象。然后提出了一种双沿调制电容电压控制策略，最后给出实验结果，以验证理论分析和控制策略的正确性。

1 电容偏压分析

本文以图1 所示的变换器拓扑进行分析，图2为变换器主要工作波形图。为了便于分析，这里假设Dp为正半周的占空比，Dn为负半周的占空比，Tpf为正半周续流时间，Tnf为负半周续流时间，Ts为开关周期，vAB为桥臂AB 点电压，ip为一次电流，Vin为输入电压，VCb为隔直电容Cb电压，VCd1、VCd2分别为分压电容Cd1、Cd2电压，iLf为滤波电感Lf电流，iVDR1、iVDR2为整流管VDR1、VDR2电流。

图2 四开关半桥三电平直流变换器主要工作波形Fig.2 Key waveforms of four switches half-bridge TL converter

当变换器稳态工作时，主变压器磁通守恒。工作模态如图3a、图3c 所示，根据主变压器的磁通平衡可得

在理想工作条件下，驱动完全对称，正负半周占空比Dp=Dn，忽略死区，隔直电容Cb电压为

当变换器工作在一次侧续流模态时，如图3b、图3d 所示，分压电容Cd1充放电时间相等Tpf=Tnf，续流阶段起始电流相等，因此VCd1、VCd2均为Vin/2。

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图3 变换器工作基本模态图Fig.3 Operation modes of the converter

但在实际工作中，由于控制和驱动电路的延时以及主功率管的特性不一致等因素造成 Dp≠Dn、Tpf≠Tnf，导致分压电容和隔直电容电压不为Vin/2，即存在偏压问题。如果分压电容不均压，会导致上下桥臂开关管电压应力增加，可能导致开关管寿命减短甚至损坏。而隔直电容电压不等于Vin/2 则会导致二次侧整流二极管的电压应力增加，器件发热不均，严重情况下会导致电路损坏。

1.1 正、负半周占空比不等

当驱动正、负半周占空比不等时，如图4a 所示，即Dp≠Dn时，由式（2）得，当Dp＞Dn时，VCb高于Vin/2；反之，Dp＜Dn时，VCb低于Vin/2。隔直电容出现偏压问题。

图4 偏压的情况Fig.4 Voltage unbalance operation conditions

假设Dp＞Dn，此时VCb高于Vin/2。忽略软开关的过程，稳态运行时，由于隔直电容Cb在整个周期内安秒积为零，分压电容Cd1在续流阶段Tpf、Tnf的安秒积为零，所以隔直电容在DpTs、DnTs内的安秒积也为零，因此在DpTs、DnTs内电流平均值IP1、IN1满足

DpTs、DnTs内电流变化量ΔIP、ΔIN为

式中，L为滤波电感；Vo为输出电压；K为变压器一次、二次电流比。由式（4）可得，占空比小的半周期Dn电感电流纹波大，平均值大，因此正负半周续流阶段Tpf、Tnf起始电流Ip＜In，输入分压电容存在不均压现象。

由正、负半周续流时间相等Tpf=Tnf，根据稳态时正、负半周续流时段内，Cd1的安秒积相等，即

可得IP2=IN2。其中，IP2为Tpf内平均电流，IN2为Tnf内平均电流。所以稳态时，输入分压电容Cd1电压必须高于隔直电容Cb电压，使得一次电流在正半周上升，负半周下降，最终IP2=IN2。

1.2 正、负半周相位差不等于180°

若驱动正、负半周相位差不等于180°，但是占空比相等（Dp=Dn=D）时，如图4b 所示，由式（2）可以得到隔直电容电压VCb=Vin/2。因此，正、负半周相位差并不影响隔直电容的电压。

但是如果正负半周相位差不等于180°，则正、负半周续流阶段时间不等。假设驱动信号正、负半周相位差为180°-θ（θ＞0），续流时间Tpf、Tnf分别为

即Tpf＜Tnf。同时，正、负半周续流阶段的起始电流相等Ip=In。根据稳态时正、负半周续流时段内，分压电容Cd1安秒积为零，得IP2＞IN2，因此输入分压电容Cd1电压必须大于隔直电容Cb电压，使得在Tpf阶段内电流上升，在Tnf阶段内电流下降，从而平均电流IP2＞IN2，所以VCd1＞Vin/2。

结论:当驱动出现正、负半周相位差不等于180°时，相位差越小，输入分压电容Cd1电压越高。隔直电容电压不受影响。

通过以上分析可知，正、负半周占空比不等会导致隔直电容偏压，同时引起输入分压电容分压不均；但是正、负半周相位差不等于180°只会导致分压电容分压不均。因此，对于主电路参数不一致以及控制电路的延时等原因引起的隔直电容偏压和输入分压电容不均压的问题，可以通过调节正、负半周占空比以及相位差来校正。

2 电容电压控制策略

针对一次侧四开关结构的三电平变换器的隔直电容和输入分压电容偏压问题，结合上述分析，本文提出了一种电容电压控制策略:隔直电容电压控制通过修正正、负半周的占空比来实现；而输入分压电容不均压可能由正、负半周占空比以及相位差两方面原因造成，因此为了确保输入分压电容均压必须首先校正隔直电容电压。当正、负半周占空比被隔直电容控制电路校正后，只需调整正、负半周的相位差，即可实现输入分压电容均压的目的。

图5 所示为电容电压控制电路主要工作波形图。在控制电路中，三角载波VTRI1和VTRI2幅值相等，相位相差180°，输出电压调节器误差信号VEA_Vo分别与 VTRI1和 VTRI2交截产生控制信号 Q2_dri和Q4_dri，Q2_dri和Q4_dri脉宽相等，相位差等于180°，波形如图5 中Drive1所示。理想情况下，控制信号经过驱动电路送到功率管栅源极的信号完全对称，主电路也完全对称，隔直电容和输入分压电容电压均为输入电压的一半。但实际工作中，由于驱动电路的延时以及主电路的不对称等原因会造成实际功率管栅源极的驱动信号脉宽不等、相位差不等于180°，那么隔直电容和输入分压电容就会出现偏压的工作状态。

图5 电容电压控制主要波形图Fig.5 Key waveforms of capacitor voltage control

下面分析该控制电路的工作过程。图6 所示为分压电容和隔直电容电压控制电路框图。Vo_f为变换器输出电压采样，Vo_ref为输出电压的基准电压，VCb_f为隔直电容电压采样，Vcin_f为输入电压采样，VCd1_f为输入分压电容Cd1电压采样。VEA_Vo为输出电压调节器误差输出，VEA_Cb为隔直电容电压调节器误差输出，VEA_Cd为输入分压电容Cd1电压调节器误差输出。输出电压调节器的误差信号VEA_Vo加上VEA_Cb得到VEA1，减去VEA_Cb得到VEA2。VEA1加上分压电容误差调节器输出VEA_Cd得到VEA3，减去VEA_Cd得到VEA4；VEA2加上VEA_Cd得到VEA5，减去VEA_Cd得到VEA6。VEA3、VEA4分别与VTRI1交截生成A1、A2，VEA5、VEA6分别与VTRI2交截生成A3、A4。A1、A4通过下降沿捕获分别得到Clock1、Clock4，A2、A3通过上升沿捕获分别得到Clock2、Clock3。Clock1、Clock2通过RS 触发器生成驱动信号Q2_dri，Clock3、Clock4通过RS 触发器生成Q4_dri。Q2_dri、Q4_dri分别通过反相互补生成Q1_dri、Q3_dri。

图6 电容电压控制电路框图Fig.6 Capacitor voltage control circuit diagram

在隔直电容电压控制电路中，如果 VCb低于Vin/2，那么VEA_Cb为正，使VEA1增大，VEA2减小，从而使Q2_dri的占空比减小，Q4_dri的占空比增大，波形如图5 中Drive2所示。通过对Q2_dri占空比的减小和对Q4_dri占空比的增大，使得VCb迅速上升。相反，如果VCb高于Vin/2，那么VEA_Cb为负，使VEA1减小，VEA2增大，Q2_dri的占空比增大，Q4_dri的占空比减小，VCb迅速下降。最终，VCb=Vin/2，从而校正了Cb的偏压现象。

此时，隔直电容已经校正完毕。在输入分压电容均压电路中，如果VCd1高于Vin/2，那么VEA_Cd为负，使VEA3和VEA5减小，VEA4和VEA6增大，A1和A3脉宽增大，A2和A4脉宽减小。Q2_dri上升沿和下降沿同时向后移动，Q4_dri上升沿和下降沿同时向前移动，波形如图5 中Drive3所示。正半周的续流时间增加，负半周的续流时间减少，Cd1的放电时间增加，充电时间减少，VCd1迅速下降。相反，如果VCd1低于Vin/2，那么VEA_Cd为正，使VEA3和VEA5增大，VEA4和VEA6减小，A1和A3脉宽减小，A2和A4脉宽增大。Q2_dri上升沿和下降沿同时向前移动，Q4_dri上升沿和下降沿同时向后移动，VCd1迅速上升。最终，VCd1=Vin/2，从而实现Cd1和Cd2均压控制。

由上述分析可知，隔直电容电压控制电路通过双沿调制，没有改变两路驱动信号之间的相位差；而输入分压电容均压电路通过移相控制，也不改变占空比大小。隔直电容电压控制电路和分压电容均压电路分别只调节一个受控量，因此不会出现相互耦合调节的现象，更容易趋于稳定。

3 实验结果

为了验证理论分析和电容电压控制策略，实验室研制了一台四开关三电平直流变换器原理样机。系统参数如下:输入电压 Vin=800V；输出电压Vo=28V；输出功率Po=2kW；Q1～Q4:IRFP460A；VDR1～VDR2:STPS200170TV1Y；分压电容 Cd1=Cd2=470×2μF/450V；隔直电容Cb=4.7μF/700V。

为了验证正、负半周占空比以及相位差对分压电容以及隔直电容电压的影响，实验中分别向分压电容电压调节器和隔直电容电压调节器输出端注入固定电平，构造占空比和相位差不对称情况。图7 所示为偏压工作下的主要波形图。图7a 给出了正半周占空比大于负半周的变换器工作波形:vAB正半周为Vin，负半周电压高于Vin/2；ip在负半周峰值大于正半周；VCb高于Vin/2，VCd1高于VCb，所以上桥臂开关管Q1电压应力高于下桥臂开关管Q3。图7b 给出了正、负半周驱动相位差小于180°的变换器工作波形:vAB正半周为Vin，负半周电压高于Vin/2；VCb=Vin/2，不受相位差影响，VCd1＞Vin/2，所以上桥臂开关管Q1电压应力高于下桥臂开关管Q3。同时，由于负半周续流结束后，一次电流反向不能实现一次侧开关管的软开关，Q3关断、Q4开通是硬开关的过程，vAB出现电压振荡。图7a、图7b 验证了偏压运行的恶劣情况以及偏压理论分析的正确性。

图7 偏压工作波形Fig.7 Experimental results of voltage unbalance

在图7 所示的正、负半周占空比和相位差不对称程度下，图8 给出了引入电容电压策略后的变换器工作波形。从图8 可以看出，vAB和ip正负半周对称，VCd1和VCb均等于Vin/2，上、下桥臂开关管电压应力相等。二次侧整流二极管电压应力也相等。而二极管上的电压振荡是由于二极管结电容和变压器漏感谐振造成，无可避免。实验波形验证了电容电压控制策略的有效性。

图8 引入电容电压控制实验波形Fig.8 Experimental results with capacitor voltage control strategy

4 结论

本文针对四开关半桥TL 直流变换器可能出现的输入分压电容和隔直电容的偏压运行问题，提出了一种双沿调制的电容电压策略，通过调节正、负半周占空比以及相位差，实现分压电容和隔直电容的电压控制，提高变换器运行的可靠性。实验结果验证了本文理论分析和电容电压控制策略的有效性。

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