T型中点钳位三电平逆变器的零电流转换软开关技术

姚修远 吴学智 杜宇鹏 吴跃林

(1.中国电力科学研究院 北京 100192 2.北京交通大学国家能源主动配电网技术研发中心 北京 100044)

T型中点钳位三电平逆变器的零电流转换软开关技术

姚修远1，2吴学智2杜宇鹏2吴跃林2

(1.中国电力科学研究院 北京 100192 2.北京交通大学国家能源主动配电网技术研发中心 北京 100044)

依据T型中点钳位(T-NPC)三电平逆变器的换流特点，提出了一种零电流软开关拓扑，每相桥臂仅需要额外使用两个辅助谐振开关器件和一条LC谐振支路。详细介绍了该软开关技术的换流过程和工作原理，在不改变传统PWM控制策略的前提下就能够保证主桥臂和辅助桥臂的开关器件实现零电流开关。通过对拓扑电路的简化并结合相平面分析图的方法，指出了所提出软开关拓扑具有谐振圆心偏移的对偶关系，并对该软开关拓扑的谐振参数选择和辅助桥臂的控制时序进行了理论分析和推导。最后通过半桥样机实验，对所提出软开关拓扑的可行性和优点进行了验证。

T型中点钳位三电平 零电流软开关技术 谐振参数 控制时序

0 引言

逆变器采用软开关技术能有效降低开关损耗，提高效率和功率密度[1，2]，基于传统两电平拓扑的软开关技术得到了广泛的关注和深入的研究[3-6]。随着新能源产业及微电网技术的迅速发展，三电平技术因具备降低开关损耗、提高波形质量、减小电磁干扰等优势而受到了广泛关注[7]。三电平技术和软开关技术的结合，能够进一步提高变流器的性能，成为软开关技术的研究热点。

适用于PWM变流器的软开关技术基本上可归纳为两大类，即直流环节谐振型和谐振极型。文献[8-12]针对三电平DC-DC变流器拓扑提出了相应的软开关控制技术，取得了较好的效果。针对三电平DC-AC拓扑，文献[13]提出了具有对称辅助电路的直流环节谐振型软开关技术，通过增加较少的功率器件就能实现主桥臂开关的零电压换流，但该方法不能与传统PWM变流器控制策略兼容。文献[14]将辅助谐振极型零电压换流(AuxiliaryResonantCommutatedPoleZeroVoltageTransition，ARCPZVT)软开关技术应用于三电平拓扑，辅助开关管控制与变流器控制完全独立，能够实现与传统PWM控制策略的兼容，但是其增加了较多的功率器件，控制复杂。文献[15，16]根据谐振极型零电流换流(ZeroCurrentTransition，ZCT)原理提出了一种基于二极管钳位型三电平拓扑的软开关技术，分析了其换流过程，但该拓扑所需辅助器件较多，而且在换流过程中由于杂散电感可能会导致钳位二极管意外导通，使软开关过程失败。文献[17-19]将ZCT软开关技术拓展至有源中点钳位型三电平拓扑中，减少了辅助器件的数量，每相桥臂仅需增加 2个辅助开关器件和1组LC谐振支路，即可实现所有功率器件的零电流开关。但该方法要求有源中点钳位型三电平拓扑工作在一种固定的换流工况下以模拟两电平换流的过程，使其丧失了平衡热分布的能力。

T型中点钳位(TType-NeutralPointClamped，T-NPC)三电平拓扑由于所用功率器件少、系统成本低、控制简单、功率器件热分布均衡而特别适合应用于直流电压较低的光伏发电系统和储能系统[20]。然而至今为止，基于T-NPC三电平拓扑的ZCT软开关技术尚没有文献涉及。本文将辅助谐振极ZCT软开关拓扑结构拓展至T-NPC三电平逆变器中，提出一种简单的ZCT软开关逆变器，根据不同工作模式下的等效电路图和相平面分析图，详细分析了其工作原理及软开关实现过程，并通过一台半桥逆变器验证了该拓扑的可行性和优点。

1 T-NPC三电平逆变器换流过程分析

T-NPC三电平逆变器单相拓扑如图1所示，竖桥臂连接中间直流电容的正端和负端，由串联的功率器件(包括IGBTS1、S4及其反并联二极管VD1、VD4)构成，为逆变器单相输出P和N电平；横桥臂即钳位桥臂连接电容中点，由反串联的功率器件(包括IGBTS2、S3及其反并联二极管VD2、VD3)构成，为逆变器每相输出O电平。直流侧支撑电容为Cp、Cn。各功率器件电流的正方向在图中标出，负载电流ia以流出逆变器为正。

图1 T-NPC三电平单相拓扑Fig.1 One phase of T-NPC three-level topology

正常工况下，桥臂的输出电平只在临近的两个电平之间转换，即为PO之间或ON之间转换，因此主开关管S1和S3、S2和S4保持互补关系。如果考虑到负载电流的正负状态，将会有4种换流状态。当三电平拓扑PO电平切换时，S4保持断开，S2保持闭合，S1与S3被互补的驱动信号控制进行斩波，负载电流为正时，S1与VD3进行换流；负载电流为负时，S3与VD1进行换流。当三电平拓扑ON电平切换时，S1保持断开，S3保持闭合，S2与S4被互补的驱动信号控制进行斩波，负载电流为正时，S2与VD4进行换流；负载电流为负时，S4与VD2进行换流。由于PO和ON状态切换是完全对偶的，以上4种换流状态也存在对偶关系，具体见表1。

表1T-NPC换流状态关系

Tab.1TherelationshipoftheT-NPCtransitionstates

切换状态电流方向换流模式S1&VD3 (P&O)正S4&VD2 (O&N)负对偶电压电流同相模式VD1&S3 (P&O)负VD4&S2 (O&N)正对偶电压电流反相模式

S1和VD3在负载电流为正时的切换(PO切换)与S4和VD2在负载电流为负时的切换(ON切换)是相互对偶的，在这种对偶状态下，输出相电压和负载电流是同相的，因此可以称此对偶状态为电压电流同相模式。

VD1和S3在负载电流为负时的切换(ON切换)与VD4和S2在负载电流为正时的切换(PO切换)是相互对偶的，在这种对偶状态下，输出相电压和负载电流是反相的，因此可以称此对偶状态为电压电流反相模式。

对于T-NPC三电平ZCT软开关技术，必须能够同时满足上述两种模式的ZCT软开关要求。

2 T-NPC三电平ZCT软开关换流过程分析

2.1 T-NPC三电平逆变器ZCT软开关拓扑

综合考虑ZCT软开关技术并结合T-NPC三电平拓扑的特点，本文提出了一种基于T-NPC三电平结构的ZCT软开关拓扑，其A相拓扑如图2所示。该拓扑每相桥臂仅需要额外使用两只辅助功率器件和一条LC谐振回路，就能够保证主回路和辅助回路中所有功率器件能够实现零电流的开关。

图2 本文提出的T-NPC三电平ZCT软开关技术A相拓扑Fig.2 The proposed phase A topology of the T-NPC three-level ZCT soft switching technology

辅助桥臂由IGBTSp、Sn及其反并联二极管VDp、VDn组成，谐振电感Lr与谐振电容Cr组成谐振支路；ir、vr分别为流过谐振电感Lr的电流、谐振电容Cr两端电压；iSm为流过主回路开关管的电流(m=1～4)；iSa为流过辅助开关管的电流(a=p，n)，并且以流过IGBT的电流为正，以流过反并联二极管的电流为负；vSm、vSa分别为主开关管和辅助开关管的器件端电压，各变量的正方向均在图中标出。分析过程中认为直流侧电压Vdc基本恒定且电压平衡，并认为负载电流ia在一个开关周期内是基本不变的。根据对偶关系，只需以不同负载电流方向条件下的单相PO切换状态为例，即可完成电压电流同相模式和反相模式的分析。

2.2 同相模式换流过程分析

所提出的拓扑通过使用不同的辅助开关管参与谐振换流，会有不同的谐振过程和特性。对于同相模式的PO切换过程，本文采用Sn、Sp分别参与辅助谐振完成主开关管S1的软开通和软关断过程。仍以A相拓扑为例，在谐振过程开始之前，输出电压为O电平，负载电流ia通过二极管VD3和S2导通续流，谐振电流ir(t0)为0，谐振电容电压vr(t0)为上次关断时存储的电压vr-off1。为了分析简便，不考虑非理想因素对谐振过程的影响。

每个谐振过程的电路状态如图3所示，关键波形如图4所示，其中S1、Sp和Sn代表相应IGBT的驱动信号。

图3 谐振过程的电路状态Fig.3 The circuit state diagram of resonant process

图4 谐振过程的关键波形Fig.4 The key waveforms of resonant process

阶段1[t0-t3]：为了实现S1的零电流开通，t0时刻首先开通Sn，此时0.5Vdc、Lr、Cr、Sn、VD3和S2组成谐振回路，谐振过程开始。t1时刻谐振电流达到负向峰值；t2时刻谐振电流反向，负载电流开始换流至谐振支路，VDn开始续流；在t3时刻，谐振电流等于负载电流，此时将S1触发可实现其零电流开通，为了控制简单，可以同时关断Sn，Sn也能实现零电流关断。

阶段2[t3-t4]：随着S1的开通，t3时刻后，Vdc、Lr、Cr、VDn、S1组成新的谐振回路。谐振电流开始下降，负载电流向S1换流；t4时刻，流过VDn的谐振电流降为0，VDn自然关断，并被谐振电容钳位。谐振过程结束，S1的开通过程完成。

阶段3[t5-t9]：为了实现S1的零电流关断，在t5时刻首先开通Sp，Lr、Cr、Sp、S1组成谐振回路。此时负载电流直接向谐振支路换流；t6时刻，谐振电流首次等于负载电流，所有负载电流完全转移至谐振支路，VD1开始导通续流；t7时刻，谐振电流达到峰值并开始下降；t8时刻，谐振电流第二次等于负载电流，[t6-t8]时刻即为S1零电流关断的窗口时间；此时由于VD1停止续流，并且S1和S3都处于关断状态，如果此时谐振电容电压vr(t8)小于-0.5Vdc则VD3开始导通续流，否则会出现一个负载电流对谐振电容恒流放电的过程，直至t9时刻VD3承受正向电压开始续流，谐振电压vr(t8)的值与负载电流和谐振参数有关。

由上述分析可知，尽管谐振型ZCT软开关技术会导致功率器件的电流应力增大[4，5]，但由于主开关管和辅助开关管均与直流侧相连，竖桥臂S1、S4最大承受电压为整个直流电压Vdc，横桥臂S2、S3一起承受Vdc/2；辅助桥臂与主桥臂的电压应力相同，即T-NPC三电平ZCT软开关技术并不会改变T-NPC开关器件的电压应力。

图5 同相模式的相平面分析图Fig.5 The state plane of same phase model

2.3 对偶关系分析及反相模式的状态分析

与两电平ZCT的拓扑简单直观的对偶关系不同，T-NPC三电平ZCT软开关技术在不同模式下的谐振回路是不同的，这就使得分析过程极为复杂。如果能够找到同相模式和反相模式之间的对偶关系，可以大幅度减少分析难度，更深刻地理解软开关换流过程。

为了分析简单，以PO切换为例对T-NPC三电平ZCT软开关拓扑进行简化，如图6所示。

图6 PO切换时简化的T-NPC软开关拓扑Fig.6 The simplified topology of T-NPC soft-switching on PO transition

由于S2保持导通，S4保持分断，因此钳位桥臂可以等效为开关器件S0，且S4不会参与到谐振过程中，不予考虑。对于T-NPC三电平ZCT软开关拓扑来讲，其特点是谐振过程中的直流激励源更加多样(包括0、±0.5Vdc、±Vdc)。如上述同相模式谐振过程的分析，分别使用了S1的对角开关管和平行开关管辅助开通和关断，外部电压直流源变化为：0.5Vdc—Vdc—0—-0.5Vdc。

同样对于反相模式来讲，即负载电流流入桥臂时，如果使用S0的对角开关管Sp和平行开关管Sn辅助开通和关断，其谐振过程的电路状态图如图7所示。

图7 反相模式的电路状态Fig.7 The circuit state diagram of reversed phase model

对比图3和图7所示的电路谐振状态及其相应的换流过程描述可以发现，反相模式的外部直流电压源变化规律为：0—-0.5Vdc—0.5Vdc—Vdc。两种模式的谐振过程只有外部谐振电压源的差别，每个谐振过程切换时的直流电压差也是一致的。因此，根据相平面分析图的原理，结合拓扑规定的谐振电压和谐振电流的正方向，可以得到：在谐振参数一定的情况下，外部直流电压源的差异只会对谐振圆的圆心位置有影响，谐振中的其他关键参数完全一致。因此可以称同相模式和反相模式之间存在谐振圆心偏移的对偶关系。

本文通过相平面分析图进一步归纳了两种模式之间谐振过程的关系，即将同相模式的谐振圆心向负半轴方向移动0.5Vdc，接着以坐标轴(0，0)做点对称处理，即可得到相应的反相模式的相平面分析图，反相模式的相平面分析图如图8所示。

图8 反相模式的相平面分析图Fig.8 The state plane of reversed phase model

如果使用不同的辅助器件组合以实现主桥臂器件的零电流开关，即类似于文献[4]所描述的软开关控制族的概念，上述对偶关系的分析同样适用。其他软开关控制方式不再敷述。

2.4 参数设计及时序控制

通过2.3节的分析，可知谐振圆心偏移的对偶关系只会改变谐振圆的圆心位置，其谐振过程中的关键参数及控制时序亦完全相同。因此仅以同相模式为例进行分析。

为了保证开通和关断阶段都能够实现零电流动作，需要保证开通过程谐振电流峰值Ipeak-on与关断过程谐振电流峰值Ipeak-off都至少大于负载电流ia，即如图5、图8中所示的不同谐振阶段的谐振半径需要满足以下条件

rc≥iaZra≥iaZ

(1)

首先，谐振电容已经在上一次的软开关关断阶段存储了能量，理论情况下认为rd=iaZ。从而可进一步得到

(2)

通过相平面分析图，可进一步得到rb阶段的状态方程为

(3)

最终可得rc的取值必须满足

rc=Vdc-|rb|≥iaZ

(4)

结合式(1)～式(4)，可以得到这种控制方法必须满足式(5)条件，否则难以实现软开关换流。这就说明，在考虑到实际应用中的中间直流电压和负载电流范围条件下，需要合理地设计相应的谐振参数，保证谐振过程能够正常进行，否则将丧失软开关的工况。

(5)

为了分析方便,将负载电流和谐振参数进行归一化处理，即令参数m为

(6)

因此，只要满足式(6)的要求，所有开关管皆有实现零电流换流的条件，为保证软开关过程的实现，必须对辅助开关管的控制时序进行规定。S1的零电流开通阶段，必须保证负载电流完全由VD3转移至谐振支路。由于谐振能量充足，根据相平面分析图可知Sn必须提前于S1Ton开通。

(7)

(8)

此时由于VDn已经开始续流，可以同时关断Sn实现其零电流关断。

在满足式(5)条件下，为了实现S1的零电流关断，需要保证谐振电流大于负载电流，即[t6-t8]间VD1开始续流阶段关断S1即可。为了简便，设定Sp提前Toffa=T/4开通，保证S1在谐振电流峰值时刻t7动作。

为了实现Sp的零电流关断，需要在[t10-t12]间即VDp导通续流时刻关断。由于归一化参数m的变化，根据式(2)～式(4)可得到vr(t8)时刻的谐振电压

(9)

如果vr(t8)<-0.5Vdc则不会出现恒流充电的情况，如图9所示。

图9 不同m条件下的相平面分析图Fig.9 The state plane of with different m

根据vr(t8)和谐振角度β、γ计算相关的时间，因此有

(10)

如果vr(t8)≥-0.5Vdc则会出现恒流放电的过程，如图5所示，恒流放电的时间tc为

(11)

因此其相应的谐振时间为

(12)

按照上述分析，可知在不同的m条件下，Sp持续导通的时间需要在如图10的范围内，为了控制简便，Sp的持续导通时间Toff可以写为固定值(需满足式(6)的限制条件)，例如0.9T。同理，上述分析对反相模式的ZCT换流过程完全适用。

图10 不同m条件下对应的Sp关断时序曲线Fig.10 The curves of the Sp turn off timing with different m

该控制方法与负载电流的方向和幅值相关，逆变器正常工作时负载电流总会被采样，因此并不需要额外的电流传感器，通过相应的计算能够很容易地计算出辅助开关管的导通时序。文献[5，16]指出非理想因素(如二极管反向恢复和杂散参数)或是负载电流的变化会对ZCT软开关过程造成一定影响，其开关时序只需要在理论计算的基础上进行调整即可，采用查表法更加实用。

3 实验验证

为了验证T-NPC三电平ZCT软开关技术的正确性和有效性，搭建了半桥实验平台，并对其进行验证。半桥样机通过控制PO和ON的脉冲数目和宽度，可以测试变流器在不同象限和电流条件下的开关换流特性[18]。其中竖桥臂和辅助桥臂选择了功率器件CM400DY-24A，钳位桥臂选择了CM400C1Y-24S，谐振电感为空心电感，感抗为4.8μH，谐振电容为1.5μF；中间直流电压为650V，负载电流最大为110A。实验中使用了日置存储记录仪(HiokiMEMORYHiCORDER)8861 和罗氏(Rogowski)探头对波形进行记录。

图11a为采用本文所提出的方法，在负载电流为110A条件下的同相模式ZCT软开关的关键波形。并使用示波器的X-Y显示模式得到了其相平面分析图如图11b所示。根据谐振过程可知，主开关管S1开通阶段，流过VD3的负载电流完全换流至谐振支路，大大降低了S1开通时刻电压和电流的交叠面积，基本上消除了S1的开通损耗，实现了S1的零电流开通；在主开关管S1的关断阶段，通过谐振的作用，令VD1进行续流，此时关断S1，能够完全消除S1的拖尾电流损耗；同理对于辅助开关管Sn和Sp按照控制时序，其开通和关断的损耗都基本消除。

图11 同相模式软开关实验波形Fig.11 The experiment waveforms of the same phase model soft-switching

图12为反相模式相同条件下的ZCT软开关关键波形和相平面分析图。与理论分析一致，同相模式和反相模式之间存在谐振圆心偏移的对偶关系，除了谐振电压的基准值不同，其余参数与同相模式完全一致，采用相同的控制时序，仍可实现反相模式所有主开关管和辅助开关管的零电流动作。

图12 反相模式软开关实验波形Fig.12 The experiment waveforms of the reversed phase model soft-switching

尽管T-NPC三电平ZCT软开关技术仍能通过谐振过程改善主开关管的开关损耗，但谐振过程却增加了主开关管和辅助开关管的导通损耗；并且实际应用中二极管反向恢复过程所带来的损耗不能忽略[5]。因此，在考虑到软开关过程额外带来损耗的前提下能低于硬开关损耗，那么T-NPC三电平ZCT软开关技术才有提高系统效率的可能。

如图11所示，以同相模式为例，在S1的开通过程中，开关损耗包括VD3和VDn的反向恢复损耗LVD3和LVDn；在S1的关断过程中，开关损耗包括VD1和VDp的反向恢复损耗LVD1和LVDp；并按照文献[4，21]提供的方法，得到了ZCT软开关额外增加的导通损耗Lcon。因此得到了不同负载电流ia条件下的ZCT软开关损耗见表2。

表2T-NPC三电平ZCT软开关技术的损耗

Tab.2ThelossesoftheT-NPCthree-levelZCTsoftswitchingtechnology

ia/ALVD3/mJLVDn/mJLVD1/mJLVDp/mJLcon/mJ201.4180.7393.9650.6964.24501.5661.1004.5860.9224.83701.6211.5284.7961.1096.89901.9532.3314.9191.3037.321102.1252.8645.4361.5028.82

为了验证T-NPC三电平ZCT软开关技术的有效性，需要将不同负载电流条件下的硬开关和软开关的损耗进行对比。如图13所示，随着负载电流的升高，硬开关的损耗迅速上升；相比之下,ZCT软开关技术能有效控制系统的开关损耗，虽然增加了部分导通损耗，但ZCT软开关技术仍具备优势。例如在110A条

图13 损耗对比Fig.13 The comparison of losses

件下，系统开关损耗被降低至硬开关损耗的35%，进一步考虑到额外的导通损耗，ZCT软开关技术产生的总损耗仍仅为硬开关损耗的56%。

实验结果证明了所提T-NPC三电平ZCT软开关拓扑及其控制时序的正确性。并且在采用该拓扑时，每一次软开关过程都能实现损耗的降低，这就成为了提高系统效率的基本条件。

4 结论

结合T-NPC的换流特点，本文提出了一种新型的T-NPC三电平ZCT软开关技术，每相桥臂仅需两个辅助器件和一组LC谐振支路即可实现所有开关管的零电流换流。详细分析了其工作原理、参数设计及其控制时序，结合相平面分析图指出不同模式下的ZCT过程具备谐振圆心偏移的对偶关系，简化了分析过程。最后，通过实验验证了该软开关拓扑的正确性和有效性。

本文的研究工作对于ZCT软开关技术在多电平逆变器中的推广和应用具有一定的参考价值，但随着功率等级的提高，谐振支路的参数控制与功率器件的二极管反向恢复过程都会对软开关过程造成影响，需要对相关问题进行更深入地研究。

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The Zero-Current-Transition Soft-Switching Technique for T-Type Neutral-Point-Clamped Inverter

Yao Xiuyuan1，2Wu Xuezhi2Du Yupeng2Wu Yuelin2

(1.ChinaElectricPowerResearchInstituteBeijing100192China2.NationalActiveDistributionNetworkTechnologyResearchCenter(NANTEC)BeijingJiaotongUniversityBeijing100044China)

BasedonthecommutationcharactersoftheT-typeneutral-point-clamped(T-NPC)threelevelinverter，anovelzero-current-transitionsoft-switchingtopologyisproposed.ThetopologyemploysonlytwoauxiliaryswitchesandoneLCresonanttankforeachphasearm.Thecommutationprocessandoperationprincipleofthesoft-switchingtechniqueareanalyzedindetail，allswitchingdeviceonmainbridgearmandAuxiliaryarmcanachievesoft-switchingconditionwithoutchangingthetraditionalPWMcontrolstrategy.Thedualrelationshipbetweentheshiftoftheresonantcenterandthesoft-switchingtopologyisintroducedbyusingthesimplifiedtopologyandthestateplanediagram.Then，thetheoreticalanalysisandmathematicalderivationaboutthedesignoftheresonanttankparametersandthetimingschemesaregiveninthispaper.Atlast，ahalfbridgeprototypeoftheT-NPCthreelevelinverterisbuilt，andtheeffectivenessandadvantagesoftheproposedtopologyareverified.

T-typeneutral-point-clampedthreelevel，zero-current-transitionsoft-switchingtechnique，resonantparameters，timingcontrolschemes

国家能源应用技术研究及工程示范项目资助(NY20150303)。

2015-06-23 改稿日期2015-11-01

TM464

姚修远 男，1987年生，博士，研究方向为电力电子及电力传动。

E-mail：10117344@bjtu.edu.cn(通信作者)

吴学智 男，1950年生，副教授，研究方向为电力电子及电力传动。

E-mail：xzhwu@bjtu.edu.cn