一种新型环形振荡器结构

姚若河 王晓婷

(华南理工大学 电子与信息学院，广东 广州 510640)

压控振荡器(VCOs)作为时钟产生电路，是有线和无线通信系统的核心组成部分，被广泛应用于锁相环(PLL)、高速时钟和数据恢复电路(CDR)、分频器、模数转换器(ADC)等多个领域[1-2]。目前主流压控振荡器有LC振荡器和环形振荡器两大类[3]。其中LC VCOs具有较高的品质因数，显示出良好的相位噪声性能[4]。但是，有限的调谐范围和较大的芯片面积已经成为LC VCOs的关键性缺陷[5-6]。相比之下，环形振荡器具有调谐范围大，占用面积小，可提供多相位输出，电路简单便于集成等优点[7]。因此，在CMOS工艺和片上系统(SOC)的快速发展下，环形振荡器成为一种很有吸引力的选择。然而，环形振荡器的相位噪声性能较差，需要更加深入的研究[8]。

环形振荡器是由多个延迟单元串联形成的闭合环路构成，根据延迟单元的不同，主要分为两类：单端反相器延迟单元环形振荡器(SERO)和差分延迟单元环形振荡器(DRO)[9]。相比于单端反相器结构，差分结构对共模噪声和电源噪声具有更好的抑制能力，并可产生正交输出，因此差分结构更适合用于设计高性能环形振荡器[10]。

目前对环形振荡器相位噪声的研究结果表明，可以通过以下方式来减小DRO的相位噪声：最大化输出摆幅，加快电压转换速率，以及减少延迟单元级数[11-14]。文献[15]中利用伪差分DRO来增大输出摆幅，并采用交叉耦合锁存器和双延迟环路结构，加快电压转换速率，从而减小相位噪声。文献[16]中通过采用RC网络来消除文献[15]中的交叉耦合锁存器结构，从而能够在快速启动电路的同时减小相位噪声，但频率调谐范围较小。为了进一步提高振荡频率，文献[17]和文献[18]在环形振荡器中引入了自偏置有源电感，来替代延迟单元中的上拉PMOS管，但同时会使环形振荡器的输出摆幅受到限制。文献[19]中通过互补电流控制技术减小了环形振荡器的相位噪声，并提高了振荡频率和调谐范围，但会消耗更高的功耗。文献[20]中采用改进的NMOS对称负载和PMOS尾电流源，来增加调谐范围并减小相位噪声，但会占用较大的芯片面积。文献[21]中采用密勒电容消除结构来减小环形振荡器的功耗和相位噪声，但会增加输出结点电容，降低振荡频率。

文中提出一种具有噪声消除性能的差分结构延迟单元。该延迟单元能够形成具有正交输出的两级环形振荡器，降低环形振荡器的时钟抖动并减小相位噪声。

1 噪声消除电路

图1为传统差分延迟单元[22]，差分输入管和对称负载的噪声电流会直接影响输出结点寄生电容的充放电电流，从而在输出端产生噪声电压。

图1 传统差分延迟单元

为了减小输出端噪声电压，本文中提出在差分延迟单元中引入噪声消除结构。如图2所示，基本思想是增添一条辅助路径和反馈环路，让信号电压在输出端形成反相的差分信号，而由主要噪声源产生的噪声电压在输出端形成同相的共模信号。输入信号分别通过主路径和辅助路径在输出端形成差分信号。主要噪声源一部分通过主路径直接到差分输出的一端，一部分通过反馈环路回到输入端，并经过辅助路径到达差分输出的另一端。当满足噪声消除条件时，两端的噪声电压相位和幅值均相同，因此能抵消噪声电压。

根据图2的噪声消除方案，提出一种新的差分延迟单元(如图3所示)。图3中M11=M12=M1，M21=M22=M2，M31=M32=M3，M41=M42=M4，M51=M52=M5，Rs1=Rs2=Rs，(W/L)3：(W/L)4=1：N，其中M1为共源输入级，M2为噪声消除级，M3和M4为电流镜负载，M5为有源并联反馈，Rs表示环形振荡器中上一级的输出电阻。

图2 噪声消除结构框图

图3电路是以虚线为对称轴左右对称的，因此仅对左半边电路进行分析。在左半边电路中，输入信号Vin+共有两条路径：一条为M1和电流镜M3，4构成的主路径；一条为M2构成的辅助路径。在主路径中，共源输入级M1将输入的电压信号转换为电流信号，电流镜M3，4将该电流信号放大N倍，并提供给输出端C。在辅助路径中，输入信号Vin+经过共源级M2在D点产生与C点反相的输出电压。

图3 具有噪声消除结构的差分延迟单元原理图

Fig.3 Schematic diagram of differential delay cell with noise cancellation structure

为了分析MOS管噪声对输出电压的影响，将输入电压置零，仅考虑由M1产生的噪声，将其等效为一个与M1并联的电流源In1，如图3所示。在主路径中，In1由电流镜直接放大，在输出端C点产生噪声电流；在辅助路径中，电流源In1产生的噪声电压V2，首先经过有源反馈M5构成的源跟随器，在输入端A点产生电压V1，接着由辅助路径中的M2转化为输出端D点的噪声电流。由于C、D两端的噪声电流相位相同，因此在经过输出电阻后产生的噪声电压能够在差分输出端相互抵消，但是需要满足一定的参数条件。

对图3中A、E两个结点应用基尔霍夫电流定律，并结合欧姆定律可得

gm1V1+In1=In1，3

(1)

(2)

(3)

In1，4=-V2gm4

(4)

In1，2=-V1gm2

(5)

式中：gm表示MOS管的跨导；In1，2、In1，3、In1，4为M1的噪声电流In1分别在M2、M3、 M4上所产生的电流；1/gm3是二极管连接的MOS管M3的等效阻抗。

由式(1)-(5)可得，MOS管M1的噪声电流In1在差分输出端产生的噪声电压分别为

(6)

(7)

式中：ro2、ro4分别为MOS管M2、 M4的等效沟道电阻。为了达到噪声消除的目的，令Vn，out+=Vn，out-，可得

(8)

式(8)即为噪声消除应该满足的条件，又因为Rs为上一级延迟单元的输出电阻，所以可以认为1/Rs≪gm5，则上式可简化为

gm2=gm4

(9)

因此只要让MOS管M2和M4的跨导相同即可实现消除M1噪声的目的。

同理，M3的噪声电流也满足式(8)的噪声消除条件。所以该差分延迟单元中主要噪声源M1和M3的噪声可以被消除。

2 基于噪声消除的环形振荡器

基于图3所提的具有噪声消除结构的差分延迟单元，设计了一个带有正交输出的两级环形振荡器。如图4所示，该环形振荡器由两个完全相同的具有噪声消除结构的差分延迟单元首尾连接构成。第二级输出端与第一级输入端的直流相位差为180°，根据巴克豪森准则，为了能够稳定振荡，每一级延迟单元仍需提供90°的交流相移。由极点与相移的关系可知，要提供90°的相移，单个延迟单元的传输函数最少需要存在两个极点。

2.1 小信号分析

为方便分析电路的小信号模型，可将环形振荡器看作一个线性反馈系统[4]。图5为所提延迟单元的半边小信号电路图，其中CE代表E点到地的总寄生电容，CL为输出结点到地的总寄生电容。

图4 两级环形振荡器

图5 延迟单元的半边小信号电路图

对图5中A、E、C三个结点应用基尔霍夫电流定律，可得

(10)

(11)

(12)

(13)

(14)

(15)

由式(14)和(15)可知，wp1是与结点C相关联的输出极点，wp2是与结点E相关联的镜像极点。如图6所示，镜像极点wp2能够提供额外的相移，使得单个延迟单元能够提供90°的相移和大于或等于1的增益。因此，仅需两级延迟单元就能满足振荡的条件，大大减小了噪声源的数目，并能够提供具有正交特性的输出波形。

图6 环形振荡器的波特图

2.2 振荡器的输出频率

由式(13)可得基于噪声消除的两级环形振荡器的环路增益为

(16)

利用幅值条件，使环路增益在振荡频率处为1，可得环形振荡器的振荡频率为

(17)

式中，G=gm1gm4+gm2gm3，忽略分子中的第1项，环形振荡器的频率可化简为

(18)

当满足噪声消除条件时，gm2=gm4，且在电流镜中gm4=Ngm3，因此可得

(19)

由上式可知环形振荡器的频率与MOS管M1和M3的跨导有关，增加跨导可以提高振荡器的频率。

2.3 振荡器的相位噪声

在环形振荡器中，时钟抖动的方差为[11]

(20)

式中，M为环形振荡器的级数，vn为输出端的噪声电压，dV/dt为输出电压的转换速率。

在图3中MOS管噪声源数目增多，但是当满足式(8)的噪声消除条件时，由M1和M3产生的输出噪声电压在差分输出端能够相互抵消。且由极点分析可知，仅需两级延迟单元(M=2)即可满足振荡条件，这减小了延迟单元的级数。同时，电流镜负载能够增大主路径跨导，从而增大电压的转换速率。因此，由式(20)可知，噪声消除结构能够减小环形振荡器的时钟抖动。

环形振荡器的相位噪声与时钟抖动密切相关，在偏移中心频率Δf处的相位噪声为[11]

(21)

由上式可知，振荡器的相位噪声会随着时钟抖动的减小而减小。因此，采用具有噪声消除结构的差分延迟单元构成的两级环形振荡器，能够有效减小环形振荡器的相位噪声。同时，该延迟单元去除了传统差分电路中的尾电流源，减小了尾电流源中闪烁噪声对相位噪声的影响[11]。

3 性能分析

当满足噪声消除条件gm2=gm4时，图3中M1和M3在差分输出端产生的噪声电压可以相互抵消，因此仅需考虑M2和M4的噪声电流对输出电压的影响。又因为M2和M4的栅端电压相位相同，所以可将M2和M4看作一个简单的反相器。由式(20)和(21)可得，基于噪声消除的环形振荡器的相位噪声为

L1(Δf)=

(22)

式中，γN和γP分别为NMOS和PMOS与噪声有关的系数。

由图1构成的传统环形振荡器的相位噪声为[11]

(23)

式中，Veffd和Vefft分别为差分输入管和尾偏置MOS管的过驱动电压，Vop是输出电压的幅度。

根据式(22)和(23)，图7分别给出了基于噪声消除的环形振荡器与传统环形振荡器，当振荡频率相等时，在偏移中心频率1 MHz处的相位噪声与电流的关系。由图7可知：电流越大，环形振荡器的相位噪声越小；电流相同时，基于噪声消除的环形振荡器的相位噪声小于传统环形振荡器的相位噪声。图3中的电流镜负载能够增加M4的电流，从而进一步减小环形振荡器的相位噪声。

图7 相位噪声与电流的关系

基于Cadence平台，采用TSMC 0.18 μm CMOS工艺和 1.8 V电源电压，对图3构成的基于噪声消除的两级DRO进行了仿真，具体参数如表1所示。仿真结果表明，所设计的基于噪声消除的两级环形振荡器的中心振荡频率为800 MHz，其输出波形如图8所示。其中gm1=gm3=5.07 ms，gm2=gm4=7.6 ms，CL=2pF，CE=1.48pF，由式(18)可得理论计算的振荡频率为812.08 MHz，与仿真结果的相对误差为1.5%。

为了能更好地进行分析和对比，采用完全相同的CMOS工艺和电源电压，对图1构成的三级传统DRO进行仿真，使其中心振荡频率仍为800 MHz。图9分别给出两种DRO的相位噪声的仿真结果。由图9可知，基于噪声消除的DRO在频偏为1 MHz时的相位噪声为-117.5 dBc/Hz，而传统DRO在频偏为1 MHz时的相位噪声为-105.8 dBc/Hz。由此可以看出，噪声消除结构明显改善了环形振荡器的相位噪声性能，且在频偏更高的情况下改善更明显。并且由式(22)可知，当电流值为仿真条件下的11.7 mA时，计算得出的基于噪声消除的DRO在频偏为1 MHz时的相位噪声为-118.51 dBc/Hz，与仿真结果相差1.01 dBc/Hz。

表1 所提差分延迟单元的设计参数

Table 1 Design parameters of the proposed differential delay cell μm

晶体管M1M2M3M4M5W/L20/0.530/0.543.2/0.564.8/0.51.8/0.5

图8 环形振荡器的输出波形

图9 环形振荡器的相位噪声

由式(19)可知，基于噪声消除的DRO的振荡器频率与M1和M3的跨导有关，而跨导与电源电压相关。因此可以通过调节电源电压来调节环形振荡器的频率。如图10所示，当电源电压由1 V到3 V变化时，基于噪声消除的DRO的频率范围为306.95 MHz到1.29 GHz。图11给出了基于噪声消除的DRO在不同电源电压下的相位噪声曲线。根据图10和图11可得，在频偏为10 MHz和1 MHz时，相位噪声随振荡频率的变化如图12所示。在频偏为10 MHz时，相位噪声基本恒定；而在频偏为1 MHz时的相位噪声随着振荡频率的降低得到一定改善。

图10 输出频率随电源电压的变化

图11 环形振荡器在不同电源电压下的相位噪声

Fig.11 Phase noise of the proposed ring oscillator at different supply voltage

图12 环形振荡器在频偏1 MHz和10 MHz处的相位噪声

Fig.12 Phase noise versus the oscillation frequency variation for 1 MHz and 10 MHz offset

表2列出了文中DRO的仿真结果与现有文献中环形振荡器的性能参数。其中新结构DRO为图3构成的两级环形振荡器，传统DRO为图1构成的三级环形振荡器。从表中可以看出，与其他电路结构相比，具有噪声消除结构的环形振荡器的相位噪声比较低，且其他参数均衡合理，总体性能优良。

表2 几种环形振荡器的性能比较

Table 2 Comparison of performance among several ring oscillators

环形振荡器特征尺寸/nm中心频率/MHz相位噪声/(dBc·Hz-1)电源电压/V调节范围/GHz新结构DRO180800-117.5@1MHz1.80.300～1.290传统DRO180800-105.8@1MHz1.80.530～2.360文献[6]65645-110.8@1MHz1.00.480～1.010文献[15]1801860-102.0@1MHz1.81.770～1.920文献[16]65490-94.84@1MHz0.60.428～0.552文献[21]130632-113.76@1MHz1.40.490～0.690

4 结论

为了减小环形振荡器的相位噪声，文中提出一种具有噪声消除结构的差分延迟单元。在该延迟单元中，主要噪声源通过主路径、有源反馈和辅助路径，在差分输出端形成相位相同的噪声电压。当满足一定的噪声消除条件时，该噪声电压能够相互抵消。该延迟单元中的电流镜负载能够引入一个镜像极点并提供额外相移，所以跟传统环形振荡器至少需要三级延迟单元相比，由该延迟单元构成的环形振荡器仅需两级就能满足振荡条件，减少了噪声源的数目。因此，采用该延迟单元构成带有正交输出的两级环形振荡器能够进一步减小环形振荡器的相位噪声，可用于较高精度的锁相环和数据恢复等电路中。