CCPT系统中基于副边阻抗调制技术的反向信号与能量叠加传输技术研究

刘 超 戴 明 赵 勇 蔡 萍 吉小军

(1.上海交通大学电子信息与电气工程学院，上海 200240；2.中国船舶重工集团公司第704研究所，上海 200310)

1 引 言

近年来，无线电能传输技术(Wireless Power Transfer，WPT)受到广泛关注，应用的领域不断拓宽。目前，无线电能传输技术的研究主要集中在电磁感应、微波、磁共振、激光等几个方面。其中感应耦合电能传输(Inductively Coupled Power Transfer,ICPT)技术的研究和应用最为广泛[1]。但是在ICPT技术中，电磁干扰严重以及不能适用金属环境等问题，限制了它的应用范围。因此，抗干扰性强、对金属障碍物不敏感的电容耦合能量传输技术(Capatively Coupled Power Transfer，CCPT)具有其天然的优势，目前已被运用于转轴、手持设备、人体内设备以及汽车等设备的无线电能传输。

在工业测控领域的许多应用场合，不仅要实现非接触无线供电，也要实现测试数据的回传功能。在以往的无线测量中，数据传输主要是通过RF来实现。但在高速转动、强电磁辐射以及其它复杂的工况下，这种信号传输方式可靠性很差。因此本文旨在研究一种借助感应供电本身、不借助其它通讯方式的高可靠性信号回传方案。

在WPT系统中，基于ICPT系统已经有不少学者做过信号的传输方案研究[2～4]但CCPT系统中尚无看到研究报道。基于CCPT系统中E类放大器的工作特性，原边与副边可看作是在同一个电路中通过耦合电容进行能量与数据的传输，不存在ICPT系统中耦合系数的概念。CCPT系统的信号回传方案具有更小的功率波动以及更高的传输效率，因此在工业测控运用中具有其天然的优势，研究CCPT系统的信号传输具有非常大的工程意义。本文提出了在CCPT系统基于阻抗调制技术的反向信号传输技术方案，信号经过耦合电容进行传输。对目前应用比较广泛的E类放大器结构进行了分析，对本文所引入的信号回传部分进行了理论推导以及仿真，确立了基于AM调制方式的信号传输方案在CCPT系统中的可行性。

2 系统总体方案

整个系统可分为能量传输部分与信号传输部分，共用一对电容极板，通过载波实现叠加传输，其系统框图如图1所示。在能量传输部分，直流电压通过由PWM控制的E类放大器结构逆变成为特定频率的交流电压。交流电压通过耦合电容极板耦合到副边，在副边经过逆变与稳压后为副边测量系统提供电源。

图1 系统结构框图

在信号传输部分，由于副边的阻抗变化会对整个电路的谐振状态造成影响进而影响原边漏源电压峰值，因此在电路中以MOSFET作为高速开关，MOSFET关断时，整个电路处于谐振状态；MOSFET导通时会将调制电阻并入副边电路中，从而改变副边的整体阻抗，使电路偏离谐振点而处于次优工作状态。通过二种状态的切换，可在原边通过对漏源电压进行检波来恢复出所传输的数字信号。

在检波部分采用了二极管检波和有源、无源滤波相结合的方式，进一步降低了来自外界的干扰。

3 信号与能量传输电路拓扑

3.1 系统整体概述

本文所提出的CCPT系统简化结构如图2所示，原边和副边通过两对电容极板进行能量与信号的传输。能量的传输为原边向副边的单向传输，信号的传输为副边向原边的单向传输。电能传输采用E类放大器电路，由PWM波驱动的MOSFET、扼流电感Lf、由铜片组成的谐振电容CS1和CS2、谐振电感LS、整流器以及负载构成。MOSFET被驱动器产生的PWM波所驱动，此驱动信号决定了MOSFET的通断时间。R为副边等效负载。

信号传输方式则是在电能传输电路的基础上，在副边并入了模拟开关以及电阻R1。由于负载电阻的变化将影响MOSFET漏极峰值电压，因此可在副边控制模拟开关，原边通过峰值检波电路采集MOSFET漏极电压峰值的变化，恢复成数字信号，从而实现信号从副边向原边的反向传输。

图2 CCPT系统简易电路结构

图3为E类放大器处于谐振状态时系统的等效电路。由于扼流电感足够大，因此可认为直流源和扼流电感可等效为一个直流电流源II。rDS为导通电阻，当晶体管导通时所有存储的能量以导通电阻形式耗散。C1为等效并联电容，是MOSFET电容与并联电容的等效值。CS为调谐电路的等效调谐电容，LS为等效调谐电感，与等效负载R一同构成LCR串联谐振电路[5]。

图3 谐振状态时等效电路

3.2 副边阻抗变化对电能传输系统影响机理分析

为具体分析E类放大器副边阻抗变化对原边电力开关器件所产生的影响，现作如下假设：

(1)晶体管与反向并联的二极管构成一个导通电阻为零、断开电阻无穷大的理想开关。

(2)扼流电感足够大使得输入电流近似为直流。

(3)LCR谐振电路品质因素QL足够高，使得流入谐振电路电流近似于正弦。

(4)占空比D=0.5。

流过串联谐振电路的电流I为正弦波表示为

I=Imsin(ωt+φ)

(1)

式中：Im——电流I的幅度；ω——电流I的角频率；φ——电流I的初始相位。

根据图2及公式(1)，由Kirchhoff's Current Law可得

IS+IC1=II-I=II-Imsin(ωt+φ)

(2)

式中：IS——流过MOSFET的等效电流；IC1——流过等效并联电容电流。

在0<ωt≤π时，开关导通，IC1=0。因此根据公式(2),流过MOSFET的电流可表示为

(3)

当π<ωt≤2π时，开关断开，IS=0。因此流过并联电容的电流可表示为

(4)

漏源两端电压为

(5)

由于扼流电感Lf流过的电流可认为是直流，其两端的压降为0，因此有如下公式：

(6)

式中：VI——直流电压源的电压。

而一个开关周期T可表示为：

(7)

那么公式(6)可化为：

(8)

设L-C-R谐振电路在工作频率下的阻抗Z=R+jX，因此有：

(9)

(10)

而电抗X可表示为：

(11)

将(5)～(11)进行联解，可得到电流i的初始相位φ为：

(12)

串联谐振电路电流i的幅值Im为：

Im=II+[(-2πDcos2πD+sin2πD)cosφ+(2πDsin2πD+cos2πD-1)sinφ]÷

(13)

电流源电流II为：

II=2πωC1VI/{2π2D2+[(sin2πD-2πD)cosφ+(cos2πD-1)sinφ]×

[(-2πDcos2πD+sin2πD)cosφ+(2πDsin2πD+cos2πD-1)sinφ]÷

(14)

为绘出具体的阻抗对漏源电压的影响曲线，并考虑到实际工况，因此设计了一个VI=100V，POmax=80W，f=1.2MHz的E类放大器并假设PWM占空比D=0.5。根据以上各式确定电路参数如下表所示，选择IRF840作为E类放大器的电力开关。

表1 电路参数Tab.1 Circuitparameters元器件LfC1CSLSRoptRL参数值450μH337.4pF314.6pF66.9μH72.1Ω125Ω

由公式(5)～公式(6)、公式(12)～公式(14)可知，负载的变化会带来漏源电压的变化，为求取漏源电压Vs与阻抗R之间的关系，将表1中各参数带入公式(12)～(14)及公式(4)，绘制阻抗与Vs的关系如下图所示:

图4 漏源电压Vs与负载阻抗的关系

为减小调制过程功率波动，最大限度保证传输效率，系统最好能始终工作在ZVS状态下。本文设计了基于并联电阻方式的阻抗调制信号传输方案，使得阻抗RL始终在RL≤Ropt范围内变化，可使系统在调制过程中工作在ZVS状态。

4 用于反向信号传输的调制与解调实现

调制电路通过改变副边阻抗来影响原边MOSFET的漏源电压，通过调制与非调制两个状态的切换，从而达到传输信号的目的。在副边以MOSFET对管作为高速开关，通过开关的高速切换的方式来实现调制与非调制状态的切换。调制电路如图5所示：

图5 调制电路

载波为E类放大器的输出，调制波为副边通过微控制器I/O口所输出的方波经调制电路后叠加于载波上。为了达到该频率，并考虑到电路设计的简便，在原边选用具有隔离功能的UCC5310作为MOSFET驱动器。经过谐振电路后以耦合的金属极板作为传输途径将电能传输至副边。副边的调制电路采用隔离光耦TLP250作为MOSFET驱动，选用低导通电阻的MOSFET对管IRF610对谐振电路的阻抗进行调制。

解调电路可采用两种方式：包络检波和同步检波。为了可靠地解调出相对较微弱的调制波，为了对调制信号进行解调，本文采用大电阻分压的方式对E类放大器MOSFET的漏源电压进行采样。通过电阻分压的方式对电压进行采样后，得到峰峰值在10V左右的高频已调信号。将该已调信号用AD812作为一级低通滤波和跟随，将高频干扰去除，得到初始的高频已调信号并增大了驱动能力。然后以二极管检波的方式检出调制信号。二极管选用导通电压低的锗管或肖特基二极管，根据如下公式选择合适的RC的取值范围即可[6]。

RC·fc>>1

(15)

式中：fc——载波频率。

(16)

(17)

式中：fm——调制频率。

(18)

式中：ma——调幅度最大值，fmax——调制频率最大值。

(19)

式中：Rg——负载，m——调幅度。

本文选择了10kΩ与22nF的RC值，通过检波、有源带通滤波以及波形整形后可将数字信号恢复出来，解调电路如图6所示：

图6 解调电路

5 系统测试

按照表1的参数搭建仿真。调制电路产生了频率在10kHz左右的方波，在原边漏源电压上可以看见调制波。调制波形经分压电阻采样后如图7所示。经检波及滤波后的信号如下图8所示。可以看见此时已经将载波完全消除。经放大以及波形整形后，即可输出至控制器的I/O口。进入I/O口的波形如图9。

6 结束语

本文提出了一种基于电容耦合方式无线能量传输系统的新型信号传输方案并通过建立系统的数学模型，分析了系统的信号传输特性以及阻抗影响机理。针对具体的信号传输应用，设计了适用于E类放大器结构的调制与解调电路并通过仿真结果验证了其可行性。后续将以航天搅拌摩擦焊接智能刀柄为应用对象，开展本文技术方案的实际工程应用研究。

图7 有调制信号的原边MOSFET漏源电压

图8 经二极管检波以及带通滤波后的信号

图9 输入进控制器I/O口的信号