一种雷达数字收发机设计

倪文飞，夏 丹，崔 扬

(安徽四创电子股份有限公司，安徽 合肥 230000)

0 引言

数字收发机[1-2]的主要功能是处理模拟下变频通道输出的中频回波信号，同时为雷达设备提供中频激励信号。文献[3]提出了一种基于多通道技术的数字收发单元设计方法，文献[4]阐述了一种多通道高速数字收发设计，文献[5]通过直接数字式频率合成器(Direct Digital Synthesizer，DDS)实现信号合成。综上所述，传统模数转换器(Analog to digital converter，ADC)输出数据传输采用多路并行输出接口，当采样通道数及输出分辨率上升时，将会带来输出接口链路数上升、板级布线复杂等问题。同时DDS量化位数较低，需通过SPI总线模式对DDS内部各种繁琐的功能寄存器进行配置。针对以上问题，本文设计通过JESD204B串行输出接口[6]极大地缩减接口链路数，通过单对传输接口可实现16位量化数据传输，减小设计复杂度并优化电磁兼容等问题。采用国产DAC取代传统DDS，与DDS相比，数字模拟转换器(Digital to Analog Converter，DAC)具有量化位数高、信号可塑度强及逻辑控制简单等优点。

1 数字下变频

1.1 中频信号采样

ADC为国产4通道芯片，量化位数16 bit，采用JESD204B协议。中频输入信号频率为50 MHz且信号最大有效带宽为2 MHz，依据带通采样定理，理想情况下只需将采样频率大于2倍信号带宽即可，由于ADC为非线性器件，ADC工作时将产生谐波失真，因此采样频率过低将造成信号主谱与交调谱[7]难以区分，数字收发机原理框图如图1所示。

图1 数字收发机原理

以30 MS/s采样率对信号进行采样时，其主谱为10 MHz(60-50 MHz)，二次谐波失真谱为10 MHz(100-90 MHz)，因此二次谐波失真谱与主谱完全重叠。在选择ADC采样频率时可适当提高采样率以提升主谱识别度，即在可支持条件下尽可能扩展第一奈奎斯特频率区间。实际情况下ADC输出信号的频谱表达式为：

x(f)=xs(fo±fs)+a·xs(2fo±nfs)+

b·xs(3fo±mfs)+…，

(1)

式中，a，b分别为2次谐波失真(HD2)抑制值及3次谐波失真(HD3)抑制值。随着阶次的增加，失真抑制值同样将会逐步增大，一般只考虑2次及3次交调失真。

本文设计中，ADC以120 MS/s采样频率对中频信号进行采样，采样输出频谱分析如表1所示。

表1 ADC输出频谱分析

由表1可以看出，在第一奈奎斯特频率区间内，主谱与失真谱之间不存在交叠，其分布如图2所示。

图2 ADC输出频谱

1.2 数字本振

ADC输出信号主谱频率在49～51 MHz，频率依然较高，需要通过数字混频将其转变为零中频信号，并通过滤波抽取以缩小数据率并节约传输带宽，数字下变频原理框图如图3所示。

图3 数字下变频原理

数字下变频[8]第一步是通过混频得到零中频信号，具体实现为：

(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

数字本振的功能是产生2路数字混频信号，即式(3)中的nco_i与式(4)中的nco_q，输入信号xs分别与nco_i及nco_q进行相乘而得到初始的I、Q信号。数字本振的一种常用运算方法是利用多次迭代逼近算法实现，可以做到非常高的精度，是一种应用广泛的方法，但是需要占用较多的运算单元：

(7)

由于采样频率为120 MHz，信号中心频率为50 MHz，采样频率可整除信号中心频率，nco_i如式(7)所示，因此nco_i为一组循环数值，如表2所示。

由表2可以看出，I路混频信号只需通过一个12×18 bit的查找表实现，方法简单高效，Q路同理。

表2 nco_i循环数值

1.3 滤波抽取

信号经过混频将会输出和差信号，差信号便是零中频信号，需保留，其他信号需滤除。IQ最终采样频率为6 MS/s，满足原始信号带宽2 MHz的传输要求，由于原始采样频率为120 MS/s，因此DDC抽取因子为20。CIC[9]是一种高效滤波器，时域结构简单高效，可应用于第1级滤波抽取系统以降速并节约逻辑资源，如图4所示。

图4 CIC结构原理

由图4可知：

x′(n)=x′(n)Z-1+x(n)=x′(n-1)+x(n)，

(8)

y(n)=x″(n)-x″(n)Z-1=x″(n)-x″(n-1)。

(9)

由上述表达式可知，CIC抽取滤波器可直接通过加减法实现，无需通过乘法器实现，可极大节约逻辑单元，同时其幅频响应表达式为：

(10)

由上述可知，阻带为12 MHz，远大于信号带宽，由于CIC阻带过大且旁瓣抑制依然不够，需采用第2级抽取滤波器以实现最终效果。滤波器设计是动态过程，大部分滤波函数均可实现所需滤波效果，第2级抽取滤波器采用FIR结构的inverse sinc低通滤波器实现，通带为0.8 MHz，阻带衰减为92 dB。

FIR滤波器的实现形式如下：

y(n)=x(n)*h(n)。

(11)

实际运算中，脉冲信号x(n)的有效长度是固定的，h(n)同样为固定长度脉冲序列，因此经过卷积运算后，y(n)的长度为：

length(y(n))=length(x(n))+length(h(n))-1。

(12)

FIR滤波器是直接通过乘法器实现，乘法运算将使输出结果位宽急速扩展，如果运算速率过大必须慎用乘法器，以免产生时序违例。但是由于信号先经过CIC滤波抽取处理，信号采样率已经降低为12 MS/s，因此信号与脉冲响应序列进行乘积时，可尽量避免时序违例，运算中的建立时间及保持时间[10]也可满足，运算可有序进行。同时由式(12)可知，经过卷积运算后，脉冲序列必定出现时宽失真，因此在进行FIR滤波器设计时，必须尽可能减少冲击响应阶数，灵活选择滤波窗函数。

本文设计中，滤波抽取的思路是先通过灵活高效的CIC抽取滤波器进行降速，而后通过FIR滤波器优化阻带及阻带衰减值。IQ实测频谱图如图5所示。由图5可知，除主谱外，不存在其他干扰。

图5 数字下变频IQ输出频谱

2 信号合成

由于信号最高频率为51 MHz，以奈奎斯特采样定理为依据，理想采样频率为102 MHz。为了提高DAC输出信号质量，一般将输出信号频率控制在采样频率40%以内，采用该准则的一个主要原因是DAC输出信号的功率是滚降的，即随着输出信号频率的上升，其对应输出功率将会下降，其次与ADC同理，通过增大第一奈奎斯特频率区间以提高信号分辨度。因此采用240 MHz时钟作为DAC参考频率：

(13)

式(13)是在单重复周期内，输出信号的数学表达式。信号产生的具体过程为在FPGA通过CORDIC算法[11-12]得出数字幅度值，然后DAC芯片依据所接收数字幅度值直接输出模拟信号。CORDIC算法依据数字相位值而产生数字幅度值，由表达式可知，在调频时间内，归一化相位值为：

(14)

式中，fo为49 MHz；fs为240 MHz；B为调频带宽2 MHz；To为调频时间40 μs；n为调频离散时间间隔。

对于DAC而言，改善因子是重要参数，在重复周期T内，脉冲是功率信号，信号功率表达式为：

(15)

(16)

式中，N为连续波噪声谱密度实测值。

改善因子对比如图6所示。

图6 改善因子对比

3 结束语

本文设计利用国产芯片实现，通过合适的采样方案节约系统逻辑资源，同时分析及阐述了进行数字收发软硬件设计所涉及原则及注意事项，可以将该设计应用到大多数中频收发方案中。

目前模数转换及数模变换均朝着高采样率及多通道集成的方向发展，DAC芯片可直接输出X波段信号，ADC采样带宽也完全可覆盖到C波段。对于传统雷达整机而言，已经面临颠覆性变化，即设备量极大缩减及设备小型化。如今国产芯片正迎头赶上，在不同波段应用领域具有优良应用，不远的将来必将比肩国外。