一种采用电流缓冲器的反嵌套密勒补偿型LDO

张 森，唐 威，商世广，姚和平，闫冬冬

(1.西安邮电大学 电子工程学院，西安 710121；2.上海电子线路智能保护工程技术研究中心，上海 201202；3.上海维安电子有限公司，上海 201202)

0 引 言

低压差线性稳压器(low dropout regulator,LDO)具有结构简单、低成本、高精度等特点[1]，是电源管理电路的重要组成部分，被广泛应用于手机、笔记本电脑等电子设备中[2]。如今，随着便携式电子设备的迅速发展，如何使LDO在全负载电流范围内具有高增益和高稳定性已成为研究热点之一[3]。

在许多情况下，两级放大器的增益不能满足设计要求，需要级联多个增益级，大多数LDO均采用三级放大器的结构[4]。然而，每增加一个增益级都会不可避免地引入零极点，从而造成电路的稳定性下降，此时需要对电路进行频率补偿，实现电路的稳定性控制[5]。

近年来，针对LDO的频率补偿已有大量文献进行了详细分析。文献[6]采用零极点追踪补偿技术，通过引入一个动态的零点补偿输出极点来提高电路稳定性，但是，这种结构需要额外的晶体管，增加了电路复杂度；文献[7]采用等效串联电阻(equivalent series resistance, ESR)补偿技术，利用输出电容的等效串联电阻引入一个左半平面(left half plane, LHP)零点来提高稳定性，但是，这种方法需要消耗较大的面积。除此之外，共源共栅密勒补偿[8]、伪ESR补偿[9]、反嵌套密勒补偿[10]等技术都提高了LDO的稳定性。

本文针对反嵌套密勒补偿(reverse nested miller compensation, RNMC)会引入右半平面(right half plane, RHP)零点，且不适应将PMOS管作为LDO功率级的问题，提出一种采用电流缓冲器的反嵌套密勒补偿(reverse nested miller compensation with current buffers, RNMCCB)型LDO，在不引入RHP零点的同时，使用反嵌套密勒补偿提高LDO在全负载电流范围内的稳定性。

1 传统反嵌套密勒补偿

反嵌套密勒补偿是三级运算放大器频率补偿的重要方案，它改善了放大器的小信号和大信号特性，如增大带宽、缩短稳定时间等。由于RNMC的内环密勒电容不加载到输出端，因而更适合驱动大负载电容[11]。图1为传统RNMC的等效小信号电路。

图1 RNMC等效小信号电路Fig.1 RNMC equivalent small signal circuit

RNMC的传递函数为

(1)

(1)式中:gmi是各级放大器的等效跨导；roi是各级放大器的等效输出阻抗；Ci是各级放大器的等效输出电容；Cm1、Cm2是反嵌套密勒电容。由(1)式得出，RNMC会引入一个RHP零点，即Z≈gm3/Cm2，且RHP零点更接近原点，使电路的相位裕度(phase margin, PM)变差，降低电路的稳定性。为了减弱RHP零点对电路稳定性的影响，通常要求gm3≫gm1、gm2。RHP零点产生的原因是密勒电容Cm2从运放的输入端到输出端存在前馈通路。此外，为了保证电路的负反馈性质，使用RNMC方案的通常是输入和输出级为同相增益级，中间级为反相增益级的三级运放[11]。

2 基于RNMCCB的LDO主体电路设计

2.1 基于电流缓冲器的RHP零点消除技术

本文RHP零点消除技术如图2所示。图2a为传统密勒补偿，密勒电容Cm除了极点分裂外，还会在节点X、Y之间形成前馈通路引入RHP零点[12]，即Z≈gmY/Cm。图2b中，密勒电容Cm通过串联一个适当阻值的调零电阻Rm，将RHP零点变为LHP零点[13]，即Z≈-1/RmCm。类似地，电流缓冲器(current buffer, CB)也可以用来消除RHP零点[14]。图2c利用电流缓冲器MCG消除前馈通路，并引入一个LHP零点，即Z≈-gmCG/Cm。图2d利用电流镜作为反相电流缓冲器[15](inverting current buffer, ICB)与密勒电容Cm串联，引入一个LHP零点，即Z≈-gmCB/Cm。

图2 RHP零点消除技术Fig.2 RHP zero elimation technique

以上分析表明，采用电流镜作为反相电流缓冲器与RNMC的外环密勒电容Cm2串联，既可以消除RHP零点，又可以在保证系统内部负反馈性质的同时，使运放的第2级和第3级都采用反相增益级。

2.2 基于RNMCCB的LDO主体电路

本文设计的基于RNMCCB的LDO主体电路如图3所示，包括第1级高增益跨导运算放大器、第2级共源级放大器和第3级功率级。

图3 基于RNMCCB的LDO主体电路Fig.3 LDO main circuit based on RNMCCB

与使用传统RNMC方案的运放不同，本文设计的电路第2级和第3级都采用反相增益级，M3、M10构成的电流镜作为反相电流缓冲器，保证了电路的负反馈性质。

电容Cm2和反相电流缓冲器M3、M10构成外部补偿环，电容Cm1和电流缓冲器M9构成内部补偿环。外环密勒电容Cm2主要用于对主极点的压缩，将第1级运放的输出极点推向低频，成为低频主极点。在M11的负反馈路径上添加M9构成并联负反馈，降低共源级放大器的输出阻抗并使其极点向高频移动，提高电路的稳定性。

利用第1级运放固有的共栅级M9和电流镜M3、M10分别作为电流缓冲器和反相电流缓冲器，分别与密勒电容Cm1和Cm2串联，消除密勒电容的前馈通路，进而消除RHP零点。引入两个LHP零点，可以补偿由LHP极点引起的相位滞后，增加相位裕度，改善稳定性。电流缓冲器自身引入的零极点均位于高频，对电路稳定性的影响可以忽略。RNMCCB补偿结构不需要额外的晶体管，因此可降低电路复杂度，不引入额外的静态功耗。

2.3 稳定性分析

基于RNMCCB的LDO等效小信号电路如图4所示，在推导LDO电路的传递函数前，再说明一下各参数的含义。本文中，gm1，gm2分别是误差放大器第1级和第2级的等效跨导；gmp是功率管MP的等效跨导；gmCB，gmCG分别是反相电流缓冲器M3、M10和电流缓冲器M9的等效跨导；roi是各级放大器的等效输出阻抗；Ci是各级放大器的等效输出电容；Cgd是功率管等效寄生电容，用rmi代表各晶体管的输出阻抗，gm12代表M12的跨导。先做近似处理，假设gmp≫gmi；COUT≫C1、C2、Cm1、Cm2；Cm2≫Cm1；gmiroi≫1；功率管等效寄生电容Cgd与输出电容COUT相比，COUT占主导。第1级放大器的输出阻抗ro1≈rm8‖gmCGrm9rm10，第2级放大器的输出阻抗ro2≈rm11‖gm12rm12rm13，第3级放大器的输出阻抗ro3≈RL。

图4 基于RNMCCB的LDO的等效小信号电路Fig.4 Equivalent small-signal circuit of LDO based on RNMCCB

得到该LDO电路的传递函数为

(2)

低频增益|ADC|为

|ADC|=gm1ro1gm2ro2gmPRL

(3)

主极点为

(4)

两个次极点和两个LHP零点分别为

(5)

(6)

(7)

(8)

增益带宽(gain bandwith, GBW)数值GBW为

(9)

该LDO的相位裕度为

(10)

由(4)—(6)式可以得出，采用RNMCCB补偿结构，主次极点显著分离。

不同负载电流使得极点P2、P3的位置不同。在重载情况下，LDO的输出阻抗降低，功率级的等效跨导gmp增大，输出极点P3向高频移动。次极点P2在并联负反馈的作用下也向高频移动，P2、P3均位于带宽之外，此时LDO近似为一个单极点系统，可确保电路的稳定性。

在轻载情况下，次极点P2和输出极点P3向低频移动，给稳定性带来不利影响。由(7)—(8)式得出，LHP零点Z1、Z2的位置只取决于反相电流缓冲器M3、M10和电流缓冲器M9的等效输入阻抗，灵活性较高。通过对零点Z1、Z2位置的合理设置，使Z1、Z2接近P3、P2的最小频率，改善相位裕度，提高轻载时电路的稳定性。

综合上述对小信号电路的分析可知，本文提出的基于RNMCCB的LDO在全负载电流范围内均能保证稳定性。

3 仿真与讨论

本文LDO基于0.35 μm CMOS工艺进行设计，采用Cadence软件中Spectre仿真器对电路进行仿真。COUT为0.1 μF，输入电压范围为2.2～5.5 V，负载电流范围为1～600 mA。

图5展示了VIN为3.5 V、COUT为0.1 μF时，不同负载电流的稳定性仿真曲线。可以看到，在负载电流为600 mA时，环路增益降低，输出极点向高频移动，环路增益为90 dB，PM为55°，具有较高的相位裕度；在负载电流为1 mA时，主极点和输出极点向低频移动，带宽减小，环路增益为100.7 dB，PM为38°，此时增益交点频率小于相位交点频率，系统仍保持稳定。图5证明本文设计的LDO在全负载电流范围内具有良好的相位裕度和稳定性。

图5 不同负载电流的稳定性仿真曲线Fig.5 Stability simulation curves of different load currents

图6展示了VIN为3.5 V、负载电流为1 mA时，不同输出电容的相位裕度仿真曲线。可以看到COUT为0.1 μF时，PM为38°；COUT为1 μF时，PM为56.3°；COUT为5 μF时，PM为83.6°。图6证明本文设计的LDO在不同输出电容下均能保证稳定性。

图6 不同输出电容的相位裕度仿真曲线Fig.6 Phase margin simulation curves of different output capacitors

图7展示了VOUT为2.5 V、COUT为0.1 μF时，负载电流在1 μs内从1 mA跳变到600 mA的负载瞬态响应曲线。当负载电流从1 mA跳变到600 mA时，输出电压的下冲为10.6 mV，响应时间约为5 μs；当负载电流从600 mA跳变到1 mA时，输出电压的上冲为11.7 mV，响应时间约为7 μs。图7证明该LDO电路具有良好的负载瞬态特性。

图7 LDO负载瞬态响应仿真曲线Fig.7 LDO Load transient response simulation curve

图8展示了VOUT为2.5 V时，负载电流从1 mA变化到600 mA的负载调整曲线。从图8可知，输出电压的变化量为116.5 μV，负载调整率为0.004 6%，符合设计要求。

图8 负载调整曲线Fig.8 Load regulation curve

表1为本文设计的LDO与其他相关文献的LDO电路性能对比。从表1可看出，本文设计的LDO在负载瞬态响应和负载调整率上有更好的性能，并且具有较大的相位裕度，稳定性良好。

表1 LDO性能对比Tab.1 Comparison of LDO performance

4 结 论

本文基于0.35 μm CMOS工艺，设计了一种采用电流缓冲器的反嵌套密勒补偿型LDO。该电路的第2级和第3级都采用反相增益级，在反嵌套密勒补偿的基础上添加电流缓冲器和反相电流缓冲器，在不引入额外静态功耗的条件下，保证了电路内部负反馈性质，消除了密勒电容的前馈通路，引入LHP零点，增加相位裕度，改善稳定性。仿真结果表明，RNMCCB提高了LDO在全负载电流范围内的稳定性，且在不同输出电容下，均能保证稳定性，同时具有较好的负载瞬态响应和负载调整率。本文设计的LDO可应用于负载变化范围大的电路系统。