AC/DC电源变换器电磁兼容设计

饶杰 郑和俊 严云发

（国家精密微特电机工程技术研究中心 贵州省贵阳市 550081）

1 序言

电磁兼容是指电子、电气设备或系统的一种工作状态，工作在电磁兼容状态下的系统间不会因为内部或彼此间的电磁骚扰而互相影响正常工作[1]。电磁骚扰产生并影响电子系统正常工作需具备的要素有：

（1）骚扰源；

（2）骚扰耦合路径；

（3）电磁敏感器件。

在系统中，任何电子设备即可能成为骚扰源也可能成为敏感设备，因此须从两个角度对设备的电磁兼容性(Electromagnetic Compatibility, EMC)进行要求：

（1）具备抵抗一定程度电磁骚扰的能力，即电磁骚扰抗扰度(Electromagnetic Susceptibity, EMS)；

（2）不产生超过限度的电磁骚扰，即电磁骚扰发射特性(Electromagnetic Interference, EMI)。

由于耦合路径的不同，EMC 性能的要求分为传导和辐射和两个维度。因此EMC 考核主要包含了辐射抗扰度(RS)、传导抗扰度(CS)、辐射发射(RE)、传导发射(CE)四个反面。

2 AC/DC电源变换器拓扑结构组成

图1 为某型号设计的弹载AC/DC 电源变换器的拓扑电路。采用了三相不控整流将弹上输入的115/400Hz三相交流电转换为270V 左右的高压直流电，经过滤波整形后进入到全桥逆变电路，该电路采用了开关频率为220kHz 的移相全桥逆变电路，逆变后获得±270V 的交流方波电并经由匝比为7:1 的主变压器压降后传输至副边，副边采用全波整流将输入的低压交流方波电转换为28.5V 电压输出，经滤波整形后输出稳定的28.5V 电压为弹上设备供电。

图1：AC/DC 电源变化器拓扑电路

3 电源变化器电磁骚扰产生机分析

根据上述拓扑结构，电源变换器整个功率变换过程中分别经历了一次整流、全桥逆变、变压器降压、二次整流等四次变换过程。每次变化过程中均可能产生开关尖峰以及浪涌尖峰并产生高强度电磁骚扰。导致电源变换器电磁辐射发射超限值的骚扰频率往往出现在开关频率、开关频率半频或开关频率高倍频。骚扰值所在频率与设备等效发射天线模型有关，与等效发射天线同频率的电磁骚扰通常发射效率高，骚扰幅值强[2]。

3.1 整流电路骚扰产生

在整流电路中，二极管不会工作在理想二极管状态，而是具有一定的反向恢复现象。在整流二极管外电场由正向切换至反向时，PN 结中储存的少数电荷会被迅速拉回，产生反向漂移电流[3]。由于另一桥臂的整流管已经开始正向导通，在输入电源间产生短暂的短路效应，并在回路中产生较大的di/dt，回路中感性元件会对电流的剧烈变换产生抑制，进而在电路中形成较大电压尖峰，具体电压尖峰为：

式中：Vre为二极管反向尖峰，单位为V；

Leq为电路的等效电感，单位H；

di/dt为电流变换率，单位A/s；

反向尖峰值会因为电源变换器中分布电容与分布电感的存在，将骚扰通过辐射和传导方式在内部传输，并通过等效发射天线向外辐射电磁骚扰，影响系统中相邻设备的正常工作。

3.2 逆变电路EMI机理分析

目前功率开关管的开关速度已经发展到纳秒级别。在开通和关断瞬间会产生很高的电流变换率du/dt和di/dt。其中，du/dt的产生会因为电路、结构中分布电容的存在，会在开关电源电路中产生串扰；而di/dt的产生会由于变压器漏感的存在，在MOSFET 关断瞬间产生较高的电压尖峰，通常称为漏感尖峰，带来MOSFET过压击穿风险的同时产生电磁骚扰[4]。如图2 所示为在400V/20A 条件下测试的MOSFET 的关断波形，黄色曲线MOSFET 漏源极（DS）间的电压，蓝色曲线为电流曲线，在MOSFET 关断瞬间，MOSFET 正向电流由20A 迅速降低至0A，DS 电压由0V 增加至400V，其中漏压尖峰达到了600V，并呈阻尼振荡式恢复，该尖峰进入到变压器初级线圈后会形成磁化冲击电流瞬变，通过变压器磁性将电磁骚扰辐射至设备内部，并进行干扰辐射与传导。

图2：MOSFET 关断波形

此外，若将梯形波进行分析，从梯形波的频谱特性得知，其上升沿越缓，产生的高频分量就越少，不易产生电磁干扰。但对于MOSFET 等开关器件，更低的di/dt、du/dt意味着更慢的开关速度、更大的开关损耗，这与当前开关电源的发展趋势相违背，因此在电源变换器设计时必须对电源性能指标和电磁兼容性进行取舍及平衡。

3.3 控制电路骚扰分析

控制电路需要对输出电压进行采样并为MOSFET提供周期性实时变换且驱动功率足够的PWM 控制波形。为了获得更好的闭环控制效果，需保证电路产生的PWM 驱动波形具备响应速度快、波形规整的特点。相较于MOSFET 的开关波形，PWM 控制波形更接近方波。因为其波形上升沿更陡峭，控制电路会产生更多高频分量的电磁骚扰[5]。

4 AC/DC电源变换器电磁兼容设计

电磁兼容设计必须在完成设备功能、指标、体积、重量、经济性设计等前提下开展，可以围绕电磁骚扰三要素中一个或多个展开。对于电源变换器，电磁兼容设计常用设计方法有：

4.1 元器件选择

电源变换器对元器件电磁电磁兼容性的考评必须结合电路原理开展，本文针对开关电源电路中主要元器件选型进行概述：

（1）整流二极管。选择反向恢复时间短、反正恢复电流小的整流二极管。以SiC、GaN 为代表的第三代宽禁带半导体材料基础的肖特基二极管，由于材料禁带宽，载流子漂移难度大，其反向恢复特性近乎能够忽略，但因其较难的工艺水平和高额的成本，售价较高[6]。

（2）功率开关管。根据MOSFET 关断尖峰值的计算公式，选择开关速度慢的MOSFET 以降低di/dt值，这对于关断尖峰的降低有显著作用，但会降低电源性能。此外，MOSFET 的反向体二极管在逆变电路中会起到续流作用，体二极管同样会因为反向恢复特性产生反向恢复尖峰，因此可以选用如SiC MOSFET 其内部寄生的肖特基二极管反向恢复电流小，可降低反向恢复产生的噪声。

（3）电容选型。电容器指标中寄生参数ESR、ESL 对电磁兼容设计影响较大。ESR 过大会因为开关电源纹波电流产生较大的“纹波”峰峰值，形成电磁骚扰。ESL 参数则会影响电容的高频特性，理想的滤波电容为一个简单的低通滤波器，其理想阻抗为：

式中：Zc为电容的阻抗，单位为Ω；

ω为角频率，单位为rad/s；

C为电容值，单位为F。

但实际的电容伴随着寄生电阻合寄生电感，其阻抗变成了：

式中：Zc为电容的阻抗，单位为Ω；

ω为角频率，单位为rad/s；

C为电容值，单位为F；

LC为寄生电感值，单位为H；

RC为电容寄生电阻值，单位为Ω。

寄生电阻值影响很小，但寄生电感的存在会导致在频率上升至一定值后，电容对高频信号的阻抗在高频下的阻抗升高，导致电容无法将高频信号滤除。

（4）磁性元器件设计。在磁性元件设计和选型时需考虑其综合性能及寄生参数：①优化绕制方法降低变压器漏感，减小漏感尖峰；②减小线圈寄生电容的存在，避免串扰的形成；③在恒磁场骚扰环境中，选择软磁磁芯，避免磁芯受干扰饱和。

4.2 尖峰吸收电路设计

可针对电路尖峰类型设计吸收电路对电压尖峰进行吸收及滤除以降低尖峰带来的骚扰问题。RC 电路、RCD 电路、LC 电路、TVS 二极管、气体放电管、雪崩二极管及压敏电阻等可对开关电源电路中产生的电压尖峰进行吸收泄放[7]。

4.3 PCB设计

电源变换器的PCB 需要进行大功率强电传输、输出采样、PWM 控制及驱动变换，存在强弱电混合工况。对PCB 电磁兼容进行设计须考虑到以下几个因素：

（1）减小PCB 电路环路面积，避免出现不同电路的环路重叠。

（2）强弱电、高低频等不相容电路，应尽量远离且不走平行线。

（3）保证PCB 设计有良好阻抗匹配性，避免因信号反射导致驻波骚扰。

（4）如散热片等无电气连接且悬空的金属应就近接地，避免天线的形成。

4.4 电源EMI滤波器设计

EMI 滤波器分为反射式和吸收式。吸收式滤波器是利用铁氧体在高频下的涡流特性吸收传输线上的电磁骚扰，反射式滤波器根本上是LC 低通滤波器，将其安装在电路中，能够阻碍骚扰信号的传输并滤除[8]。

由于EMI 骚扰可以分为差模骚扰和共模骚扰，反射式EMI 滤波电路通常由共模滤波电路、差模滤波电路两部分组成。由Y 电容（也称共模电容）和共模电感组成共模滤波；由X 电容（也称为差模电容）与差模电感组成差模滤波。必要时可在电源变换器不同电路间采用EMI 滤波电路，避免电路间骚扰的相互传导。式4是EMI 滤波器插入损耗的计算公式，合理的插入损耗设计能够降低特定频率下的电磁骚扰幅值，是EMI 滤波器的关键性能指标。

式中：Loss为插入损耗，单位为dB；

U1为特定频率下，使用滤波器前传输的信号幅值，单位为V；

U2为特定频率下，使用滤波器前传输的信号幅值，单位为V。

4.5 屏蔽设计

屏蔽设计往往是电磁兼容设计中最常见也是最有用一种方式，屏蔽技术分为主动屏蔽和被动屏蔽，主动屏蔽为屏蔽噪声源，防止噪声源向外辐射，被动屏蔽为屏蔽敏感设备，防止敏感设备向外辐射场。电源变换器屏蔽设计时可考虑以下几点：

（1）根据实际应用场景选择屏蔽金属材料或吸波材料[10]。

（2）屏蔽壳必须良好接地，保证电磁骚扰能够通过屏蔽壳导向大地。

（3）由于金属零件间接触面往往存在缝隙，会导致部分骚扰频率的通过，可从以下几方面升屏蔽壳的导电连续性：①避免使用拼装式结构；②紧固件均匀且紧密分布；③接触面使用导电衬垫进行密封。

（4）分舱屏蔽。由于电源变换器可能存在多次电能变换过程，每次电能变换过程都会产生频率和强度不一的电磁骚扰。为了防止在屏蔽机壳内不断反射吸收形成驻波并发生混响室效应，在进行结构设计时，可分别对整流电路、逆变电路、变压器及PCB 采取分舱隔离的方法。

4.6 接地设计

接地能够为电子设备提供等效点位或等效点位面，但不同的地点位间会因寄生电感的存在，在高频下呈高阻抗状态，因此高频骚扰会在不同地点位间会产生电位差，导致高频共模骚扰耦合至电路中。在接地设计时，可采用分地、组合式等接地的方法以减小地线间的阻抗。必要时采用隔离技术，将不同电路间的地回路隔离开，避免共地线阻抗耦合现象的发生。

4.7 功率因素校正

以三相输入交流电为例，由于整流二极管导通角小及滤波电容的存在，整流后的波形会畸变，形成无功功耗并产生谐波电流造成电磁骚扰。功率因素校正分为被动功率因素校正和主动功率因素校正，被动功率因素校正通过加入电感对电压、电流间相位进行补偿，能够将三相交流电的功率因素提升至85%左右，主动式功率因素校正通过在PFC 电路中加入开关管，对功率因素进行动态调节，能够将功率因素提升至99%，可作为提升交流输入电源电磁兼容性、降低无功功耗的有效手段[9]。

5 试验结果

根据电源变换器指标需求，结合开关电源原理分析和上述电磁兼容设计方法，设计了一款700W 电源变换器，通过了飞机供电特性、传导抗扰度、辐射抗扰度、传导骚扰、辐射骚扰等测试验考核，电源变换器获得了良好的电磁兼容性。因篇幅原因，本文仅列出A 相输入CE102 测试曲线及水平极化2M-30M 频率范围内RE102测试曲线，分别如图3、图4 所示。

图3：10k ～10MHz 频率A 相输入电源CE102 测试曲线

图4：水平极化2M ～30MHz 频率RE102 测试曲线

6 结论

（1）根据电源变换器功能及换流原理，分析了电源变换器电磁骚扰产生机理；

（2）介绍了电源变换器电磁兼容设计常用方法；

（3）结合电磁兼容设计方法，采用分舱屏蔽和组合滤波的设计方式，设计了一款700W 电源变换器，电源变换器获得了良好的电磁兼容性能。