人工表面等离激元馈电的宽带低旁瓣全角度波束扫描天线

范智博,周永金

(上海大学通信与信息工程学院特种光纤与光接入网重点实验室,上海,200444)

近年来,各种飞行器的探测需求越来越高,天线作为雷达系统中的关键设备面临着更加苛刻的性能要求。在雷达应用中,天线的波束扫描角度范围需要尽可能宽,以便于雷达使用较少天线在较宽的空间区域内跟踪目标。漏波天线(leaky wave antenna,LWA)作为一种频率扫描天线[1]能够实现大角度波束扫描。近年来,人们利用人工表面等离激元(spoof surface plasmon polariton,SSPP)进一步提高LWA的波束扫描角度[2]。基于SSPP的漏波天线主要可分为2种,一种是对SSPP传输线本身进行周期性调制[3-5],文献[5]在10.6～11.6 GHz带宽内实现了-60°～63°的扫描范围;另一种是利用SSPP传输线对辐射贴片阵列进行耦合馈电实现漏波辐射[6-8],文献[6]提出的漏波天线在9.9～12.25 GHz内实现了167°扫描范围。还有一些其他方法用于扩展漏波天线的扫描角度。文献[9]通过激发高阶模态实现了在11.7～50 GHz频段内129°的广角度波束扫描。文献[10]采用Goubou线在5.5～20 GHz范围内实现了155°的扫描范围。以上漏波天线能够满足在宽带范围内覆盖较大波束扫描角度范围的要求,但还无法扫描到端射方向,因而在端射方向产生了扫描盲区。文献[11]提出了一种双频带双模式频扫天线,在3～9 GHz和13～34 GHz内实现180°扫描范围,但扫描过程中旁瓣水平高达约-5 dB,且占用频带过宽,难以实际应用于雷达探测。

本文设计了一种人工表面等离激元馈电的宽带低旁瓣全角度波束扫描天线,能够在4～12 GHz频带内实现180°扫描角度覆盖。所设计天线的工作模式分别是端射模式和频扫模式2种。在端射模式时,天线的半功率波瓣宽度能够达到126°;在频扫模式时的扫描范围达到121°,实现了180°扫描范围,覆盖到了传统频率扫描天线的辐射盲区。进一步,通过对卵圆形辐射贴片进行锥形排布降低了天线在漏波辐射时的旁瓣水平。

1 宽带低旁瓣全角度波束扫描天线结构

该宽带低旁瓣全角度扫描天线结构如图1所示。天线主要包括SSPP馈电的漏波波束扫描天线和对跖Vivaldi辐射器。天线中间的介质基板材料为F4B(介电常数为2.65,损耗角正切为0.001),厚度为0.508 mm,其余结构均为金属。在慢波区,SSPP馈电线有效地将电磁能量传输给末端Vivaldi辐射器,可以在4.0～5.3 GHz频段内以端射模式进行辐射。在快波区,SSPP馈电的卵圆形贴片阵列表现为漏波天线,在5.7～12 GHz频段内实现漏波波束扫描。因而,所设计天线可以在4～12 GHz内以端射模式和漏波辐射模式实现180°波束扫描。

图1 低旁瓣全角度波束扫描天线3D视图

1.1 SSPP馈电的频扫漏波天线设计

SSPP馈电的频扫漏波天线如图2(a)所示,在介质基板上表面沿中心线的SSPP微带线是天线的馈电结构,辐射贴片等间隔排布于馈线两侧。周期性辐射贴片被SSPP线激励后,耦合的能量可以从空间谐波中产生辐射。图2(a)中放大的局部图分别是微带线到SSPP线的模式转换部分,以及中间SSPP馈电线和辐射贴片的具体结构示意图。采用卵圆形辐射贴片,贴片沿x方向上的半径为rx,沿y轴方向上的半径分别为ry1和ry2。SSPP单元周期为p0,2个辐射贴片单元间距为p,贴片和单元顶部之间相距为g。图2(b)为天线背面,天线背面金属地结构边缘满足渐变曲线,该曲线遵从以下函数公式:

(a) 正面

f(x)=q(exc/lg-1)/(ec-1)

(1)

式中:q、lg、c分别为金属地的高度、长度和弯曲系数。

首先对SSPP单元进行色散分析。图3(a)为SSPP单元,它由一个宽度为wstub高度为hstub的小方形贴片以及该方形贴片所连接的中心馈点条带和2个开口谐振环组成。外侧的开口谐振环是由2个外半径r1、内半径r2和间隙角为φ的开口谐振环中心对称组成。单元周期沿x方向为p0。利用CST微波工作室的本征模求解器仿真了其色散特性,色散曲线如图3(b)所示,其中φ=15°、75°、135°、195°、255°、315°。可以看到对应的截止频率分别为15.06 GHz、17.42 GHz、21.56 GHz、27.03 GHz、35.15 GHz、48.43 GHz,表明间隙角越小,截止频率越低。为了实现微带线和SSPP线的高效转换,二者之间存在渐变段,该部分渐变是通过改变间隙角φ呈现梯度变化,实现了从微带线到SSPP传输线有效的模式转换。如图3(c)所示,仿真得到的SSPP馈电线S参数性能良好,反射系数在6～15 GHz频段内小于-10 dB,传输系数在0～-4 dB之间,证明该SSPP线具有良好的传输特性。

(a) SSPP单元结构

接下来进行辐射贴片的设计。为了得到工作频段在5.7～12 GHz的漏波天线的周期p0,需要分析空间谐波的波数k-1与频率f之间的关系。漏波天线的辐射条件可以写为:

(2)

即周期p0的范围为:

(3)

式中:c0为自由空间中的光速。通过将起始频率和终止频率f及其对应的传播常数k-1即β-1代入式(3),就可以得到p0的范围19.8

(a)圆形贴片

天线各个参数的值如表1所示。

表1 天线尺寸

图5为天线在不同频点的方向图,可以看到在5.7～14 GHz波束扫描范围为-42°～90°,即132°,体现了该SSPP天线的大范围扫描优势。天线馈电线两侧中心对称的单层SSPP单元结构使天线呈现双波束辐射以及端射方向(90°)开始扫描的能力。从仿真结果可以观察到:波束在12-14 GHz的频带范围内分为2个波瓣,它们分别由n=-1和n=-2空间谐波产生,因为n=-2谐波的辐射效率相对于n=-1空间谐波更低,所以在远场方向图上时,n=-2谐波产生的旁瓣相对于主瓣也较低。可以看到在频率扫描过程中,各个频点的旁瓣水平还较高,12 GHz时最高达到-5 dB。

图5 SSPP频扫天线不同频点方向图

1.2 低旁瓣设计

通过调整贴片和开口谐振环的顶部之间的距离g,可以控制漏波天线泄漏量的分布,从而可以控制漏波天线的旁瓣水平。图6分析了间距g改变对S21的影响,可以看到随着g的增加,S21明显增加,说明此时馈电线和卵圆形贴片间的耦合强度明显减弱,更多的能量传输到了天线末端。对于均匀的行波结构,衰减常数可以从该结构的S21中计算出衰减常数[12]:

(a) 天线传输系数

α=-|S21|/L

(4)

根据式(4)可以得到9 GHz时衰减常数α随g的改变而变化的曲线,如图6(b)所示。

对于漏波天线低旁瓣水平的设计,需要调整天线表面的孔径场使其呈现出低旁瓣辐射。由于设计过程中难以直接确定耦合距离与孔径场分布之间的关系,可以计算孔径场分布对应的衰减因子α(l)来间接地确定耦合距离。孔径场分布E(l)和衰减常数分布α(l)具有以下关系[12]:

(5)

式中:l为从原点到天线孔径中所考虑的点的距离,L为天线整体长度,即300 mm;R为终端负载所吸收的功率之比,这里取平均值0.5。

图7(a)为天线长度内所设定的孔径场分布,依照余弦公式:

(a)孔径场强度E(l)分布

(6)

联立式(5)和式(6)可以得到沿天线长度上的衰减因子α(l)的分布,见图7(b)。根据该曲线,可以确定每一个辐射贴片在其位置上分别对应的衰减因子的值,从而确定所对应的耦合距离g。最终通过所生成的锥形分布设计出来的频扫天线如图8所示,天线两端的辐射贴片距离中心线较远,中间的辐射贴片距离中心线较近,两侧的贴片阵列各形成U型分布。

图8 低旁瓣设计之后的天线辐射贴片分布

经过低旁瓣设计后的SSPP馈电频扫天线的远场方向图仿真结果如图9所示。以8 GHZ、11GHz频点处的降旁瓣水平前后方向图为例进行对比,8 GHz处天线的旁瓣水平从-9 dB降至-20 dB;12 GHz处旁瓣水平从-12 dB降至-18.8 dB。

(a) 8 GHz

2 宽带对跖Vivaldi端射辐射器

本文采用的小型化、宽带对跖 Vivaldi 天线作为端射辐射器[13],如图10所示,其中金属辐射层位于厚度同样为0.508 mm 的 F4B 介质基板的上下两侧,顶层的金属结构由微带线和渐变式辐射器构成,下层的金属结构由巴伦和渐变式辐射器组成。辐射器上开槽形成人工表面等离激元结构,展开天线工作带宽。该Vivaldi辐射器上下两层分别与漏波天线的SSPP过渡段和渐变金属地结构相连接。

图10 Vivaldi端射辐射器(H=94 mm,W=70 mm,l1=26 mm,l2= 8 mm,d1=1.25 mm,d2=0.8 mm)

结合上述SSPP馈电频扫天线和对跖Vivaldi端射辐射器,将频扫天线的其中一个端口作为馈电端,另一个端口直接和对跖Vivaldi辐射器连接。在慢波区,频扫天线结构中的SSPP馈线可以有效地将电磁能量传输到Vivaldi结构,此时是端射模式;在快波区,SSPP馈线和卵圆形贴片间产生能量耦合,泄露出去的电磁波波束随频率变化而产生角度扫描,此时是漏波辐射模式。因此,所设计天线可以在4～12 GHz内以端射模式和频率扫描模式进行180°辐射。

3 仿真与测试结果

为了验证上述分析以及仿真结果的正确性,我们制作并测试了所提出的SSPP馈电宽带全角度低旁瓣波束扫描天线。天线实物图如图11所示。该天线的反射系数S11如图12所示,其中4～5.4 GHz时,该天线工作于端射模式;在5.4～5.6 GHz出现了一个较窄的盲区频带,该频带内S11较高;在5.7～14 GHz的频段内,该天线工作于频扫模式,通过漏波辐射实现了波束扫描。

(a)正面

图12 低旁瓣全角度波束扫描天线反射系数

使用CST微波工作室仿真了该全角度波束扫描天线在不同频率下的电场分布,结果如图13所示。在慢波区,见图13 (a)～(c),SSPP馈线展现了强的场束缚特性,产生较少的能量泄露,大部分能量到达对跖Vivaldi辐射器。在快波区,如图13(d)～(f)电场强度逐渐变弱,说明电磁波泄漏到了自由空间。从电场图中还可以观察到,在漏波辐射模式下,随着频率增加,天线的辐射波束从后向扫描逐渐转变为前向扫描。

(a) 4 GHz

该全角度波束扫描天线的二维远场方向图仿真与实测结果如图14所示,分别对应4 GHz、5 GHz、5.7 GHz、8 GHz、10 GHz、以及12 GHz的方向图。4 GHz和5 GHz时为端射模式,半功率波瓣宽度达到126°,5.7 GHz开始进入漏波辐射模式,随着频率增加,辐射波束分裂成2束,主波束方向从-90°变化到±31°,波束扫描范围为121°,这样,在4～12 GHz内波束已经能够完全覆盖180°。与未进行低旁瓣设计时的方向图相比,经过低旁瓣设计的天线在频扫模式时的旁瓣水平得到显著降低,在5.7～12 GHz内均小于-10 dB。

(a) 4 GHz

3D远场方向图仿真结果如图15所示。图15(a)、(b)分别对应4 GHz和5 GHz处天线端射模式下的辐射方向图,主波束方向指向90°并且具有较大的半功率波瓣宽度。图15(c)～(f)分别对应5.7 GHz、8 GHz、10 GHz以及12 GHz处的漏波模式辐射方向图。因此,所提出天线可以同时辐射SSPP波的慢波能量和快波能量,在这两种模式的辐射下覆盖了180°波束扫描范围。

(a) 4 GHz

图16为该低旁瓣全角度波束扫描天线的仿真和实测增益曲线,测试结果与仿真较吻合。实际测试时,在端射模式和频扫模式时的增益波动幅度分别为5.96～7.84 dBi和6.13～11.9 dBi。

图16 低旁瓣全角度波束扫描天线仿真与实测增益曲线

4 结语

本文提出了一种人工表面等离激元馈电的宽带全角度低旁瓣波束扫描漏波天线。采用人工表面等离激元馈电卵圆形辐射贴片阵列和对跖Vivaldi辐射器,在快波波段激发高次谐波进行漏波辐射,在慢波波段呈现低损耗能量传输效果激励对跖Vivaldi的端射模式,实现一种宽带(4～12 GHz)、全角度(180°)覆盖的波束扫描天线。通过改变卵圆形贴片到馈电线的耦合距离来调整了锥形衰减常数的分布,实现4～12 GHz内旁瓣水平均在-10 dB以下。所设计的人工表面等离激元馈电的宽带全角度低旁瓣波束扫描漏波天线为雷达探测、目标跟踪等应用提供了支持。