交错并联LLC谐振的双向AC-DC变换器

邓孝祥, 黄治峰

(黑龙江科技大学 电气与控制工程学院, 哈尔滨 150022)

0 引 言

目前储能系统主要应用于电网输配及可再生能源并网等方向,具有很好的发展前景,可作为电力系统的紧急备用电源,也可应用于光伏发电及电动汽车等新兴技术[1-4]。随着储能技术的不断进步,双向AC-DC变换器在实现储能系统和电网的能量双向转换方面起着至关重要作用,所以储能系统中所用到的双向AC-DC变换器的优化设计得到了非常高的关注。

传统上单相AC-DC变换器为全桥拓扑,利用PWM调制,将电网的交流电能转换成直流电能,实现AC-DC变换器对电网电压的快速跟踪,降低输出电压纹波率。目前,大多数单相AC-DC变换器采用的是双极性和单极性PWM调制,但两者在一个开关周期内需要四个开关改变状态[5-10],故提出一种优化PWM调制策略来控制图腾柱无桥PFC,在一个开关周期里,仅改变前桥臂其中一个开关管的状态,从而实现图腾柱无桥PFC的泵升电感的充放电,这样不仅抬升了前级的输出电压,还减小了变换器的开关损耗。

双向AC-DC变换器根据功率变换等级分为单级式和多级式。单级式的变换器只通过一级的变换器,就将交流侧电能依次传输到负载侧,结构比较简单,但缺少电气隔离,控制方式也比较复杂[11-12]。多级式双向AC-DC变换器有双级式和三级式等,其中,双级式运用范围最广。多级式变换器需要更多的开关管和磁性元件,具有更快控制储能系统的充放电能力,但是会降低变换器的功率密度,不能实现能量的双向流动。单级式双向AC-DC变换器有半桥型和全桥型等,其中全桥非隔离型双向AC-DC变换器应用较广泛[13]。图腾柱无桥PFC是由四个MOSFET开关管和泵升电感构成,本质上起着抑制谐波和功率因数校正的作用。

基于上述分析,笔者设计一种前级以优化PWM调制策略控制图腾柱无桥PFC,后级为具有低压侧同步整流管驱动控制,交错并联LLC谐振的双向AC-DC变换器。

1 电路主拓扑分析

电路主拓扑是采用两级式结构的双向AC-DC变换器,它能较容易控制储能系统的充放电,而且能较好地利用直流母线。其工作基本原理,如图1所示。

图1 两级式双向AC-DC变换器工作基本原理Fig.1 Basic principle of two-stage bidirectional AC-DC converter

双向DC-DC变换器从是否具有电气隔离功能的角度可分为隔离型和非隔离型两类。该电路采用隔离型的交错并联双向LLC谐振DC-DC变换器。双向LLC谐振变换器的优势在于,它可以在输入和负载宽范围变化下稳定调节输出,在全范围工作下能够实现零电压切换,有着软开关作用,提高了效率[14-15]。而常见的非隔离型拓扑如Buck等,这些拓扑的优点是不需要变压器,结构简单,易于实现较高的功率密度。但其缺点是开关管工作在硬开关状态,无法实现软开关导致开关管的开关损耗增加,进而效率低。

主拓扑结构如图2所示。其中,前级为优化PWM调制策略控制图腾柱无桥PFC拓扑结构,包括:由C1、C2、L1构成的π型滤波电路,输入网侧电感Ls,高速MOSFET管(S1、S2),交流线频率整流同步MOSFET管(S3、S4),输出直流母线电容Cs。后级为交错并联双向LLC谐振变换器,包括:谐振电容(Cr1、Cr2、Cr3、Cr4),变压器励磁电感(Lm1、Lm2),谐振电感(Lr1、Lr2),MOSFET管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8),变压器(T1、T2),输出滤波电容C4。

1.1 优化PWM控制的图腾柱无桥PFC拓扑

采用优化PWM调制的控制策略,正向工作时,实现交流网侧对直流侧电压的调节,将前级的图腾柱无桥PFC等效的电路,如图3所示。

文中的优化PWM控制策略思想:在一个开关周期里,仅改变前桥臂其中一个开关管的状态,从而实现图腾柱无桥PFC泵升电感的充放电,减小了变换器的开关损耗。其工作过程可分为正半周期和负半周期。在正半周期内S4导通,S3关断。在负半周期内S3导通,S4关断。正半周期的工作原理,如图4所示。负半周期的工作原理,如图5所示。

图4 正半周期工作模态Fig.4 Positive half-period operating mode

图5 负半周期工作模态Fig.5 Negative half-period operating mode

工作在正半周期时分为两个工作模态。模态一:S2、S4导通,S1、S3关断。电流路径为交流源正极—电感L—高频开关管S2—低频开关管S4—交流源负极。此过程中输入电感L储能,负载所需的能量由电容C提供。模态二:S1、S4导通,S2、S3关断。电流路径为:交流源正极—电感L—续流开关管S1—负载—低频开关管S4—交流源负极。此过程中输入电感L释放能量。

工作在负半周期时,同样分为两个工作模态。模态一:S1、S3导通,S2、S4关断。电流路径为交流源负极—低频开关管S3—高频开关管S1—电感L—交流源正极。此过程中输入电感L储能,负载所需的能量由电容C提供。模态二:S2、S3导通,S1、S4关断。电流路径为交流源负极—低频开关管S3—负载—续流开关管S2—电感L—交流源正极。此过程中输入电感L释放能量。

综述所述,正向工作时,利用优化PWM控制策略,不论是在正半周期还是负半周期,都能使变换器交流侧电感电压适当的增加或者减小,完成电感的充放电,实现前级输出电压的抬升。

反向工作时,此部分电路用作全桥逆变,同样采取优化PWM控制策略,能够实现DC-AC变换。

1.2 交错并联双向LLC拓扑

交错并联双向LLC谐振变换器的主电路大致分为以下几个部分:开关网络由一次侧开关管(Q1、Q2、Q3、Q4),二次侧开关管(Q5、Q6、Q7、Q8)组成;原边谐振腔由并联的两组两个相等的谐振电容(Cr1、Cr2)与(Cr3、Cr4),谐振电感(Lr1、Lr2),励磁电感(Lm1、Lm2)组成,输出由滤波电容C4组成,其结构如图6所示。并联的两组LLC变换器的驱动信号相差90°,不仅可以增大LLC变换器的输出功率,还降低了输出侧的电流纹波,输出较为平稳的均衡电流,获得更高的电压增益。

图6 输入并联输出并联双向LLC谐振变换器结构Fig.6 Input parallel output parallel two-way LLC resonant converter structure

文中采用的是非对称结构的交错并联双向LLC谐振变换器拓扑,因此,对LLC谐振变换器的基本结构和双向工作模态进行了分析,其基本结构,如图7所示。Q1和Q2为LLC变换器原边侧开关管,Q3和Q4为副边侧同步整流管;谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr1、Cr2组成LLC变换器的谐振槽。

图7 双向LLC谐振变换器的基本电路Fig.7 Basic circuit diagram of two-way LLC resonant converter

根据LLC谐振变换器的基本结构,此拓扑存在两个谐振频率工作点,第一谐振频率点fr和第二谐振频率点fm分别为

利用基波分析法,可以得出LLC谐振变换器的等效电路,如图8所示。

图8 双向LLC谐振变换器的等效电路Fig.8 Equivalent circuit of bidirectional LLC resonant converter

正向工作时,此拓扑可实现原边开关管的零电压开通(ZVS),副边开关管的零电流关断(ZCS)[16]。设谐振变换器的开关频率为fs,通过fs与fr,fm进行比较,可以得到三种谐振变换器的工作区域。分别是:超谐振区域即fs>fr、次谐振区域即fm

反向工作时,由图8可知,等效的LLC谐振变换器也会出现两个谐振点,当工作频率fs高于第一谐振频率fr时,励磁电感不参与工作,参与谐振工作的只有谐振电感和谐振电容[17],此时能够实现二次侧开关管的ZVS。

在LLC谐振变换器工作时,考虑到如果低压侧采用不控整流管,则输出侧的热损耗较大。为了提高系统效率,采取低压侧使用同步整流管代替肖特基二极管,减小变换器的导通损耗,降低了输出整流电路的功率损耗。但是电路工作在死区这段时间内,如果同步整流管Q3或Q4仍维持导通,则低压侧能量会传输到高压侧,其现象如图9所示。

图9 同步整流LLC低压侧能量回灌Fig.9 Energy recharge of low-pressure side of synchronous rectifier LLC

考虑到同步整流开关管可能会存在误导通的情况,造成低压侧能量通过变压器回灌到高压侧,故采取驱动其中一组同步整流管时,加入一组延时同步整流驱动信号,使其延迟导通。通过对拓扑的分析,采取交错并联LLC变换器两组同步整流驱动信号相差90°,使同步整流开关管实现ZVS,进而提高效率。

2 系统的参数设计

针对两级式结构的双向AC-DC变换器,分别设计了前级图腾柱无桥PFC和后级交错并联双向LLC谐振变换器的参数,以及LLC谐振变换器的环路补偿参数设计。其具体参数为模拟电网电压范围:220 VAC、直流母线电压范围为300～420 VDC,前级PFC开关频率为25 kHz,后级LLC第一谐振频率为150 kHz,低压侧输出电压为12 VDC,总功率为1 800 W。

2.1 无桥PFC泵升电感与母线电容设计

前级输入侧图腾柱无桥PFC的泵升电感起着储能与释能的作用,而且前级输出侧的直流母线电容为后级双向LLC谐振变换器提供稳定的输入电压,平衡前后级能量。对于泵升电感和直流母线电容的参数计算如下。

输入电流最大峰值为

(1)

式中:Ipk,max——输入最大峰值电流,A;

Po,max——最大输出功率,W;

Vi,min——最小输入电压,V;

η——效率,文中取0.85。

电感电流最大纹波为

ΔIL,max=0.2Ipk,max。

(2)

最小输入电压的峰值处对应的占空比为

(3)

泵升电感值为

(4)

式中:Ls——泵升电感,mH;

Ts——开关周期,s。

直流母线电容值

(5)

根据前级设计要求,把相关数据代入式(1)～(5)中,得出泵升电感Ls为0.45 mH,前级输出侧直流母线电容Cs取220 μF。

2.2 交错并联双向LLC谐振变换器参数

在设计LLC谐振变换器必须先确定变换器的工作区域,本文将LLC谐振变换器设计工作在ZVS区域,开关频率范围为120～300 kHz,第一谐振频率为150 kHz。

变压器匝比为

式中:VI——输入电压,V;

VO——输出电压,V。

励磁电感为

设谐振频率为150 kHz,查阅有关开关管数据手册,取Coss=215 pF,死区时间设为200 ns。根据计算结果,励磁电感Lm感量小于320 μH,所以Lm的值取为100 μH。

谐振电感Lr,通过分析,LLC谐振变换器的电压增益与励磁电感和谐振电感有关。不妨设励磁电感和谐振电感的比值为k,k值越小,变换器的电压增益接近于1;k值越大,变换器的增益越大。为了变换器工作频率范围宽且电压增益最优,文中则选择k值为5,可得Lr=18 μH。

最大品质因数为

式中:Gmax——电压最大增益;

Gmin——电压最小增益。

最大开关频率和最小开关频率为

式中:fr——谐振频率,kHz;

f——开关频率,文中取150 kHz。

谐振电容参数为

Cr1、Cr2、Cr3、Cr4为双向LLC变换器的谐振电容,nF。

2.3 LLC谐振变换器的环路补偿参数设计

文中对后级的交错并联双向LLC谐振变换器建立LLC谐振变换器的小信号模型,推导出控制-输出传递函数为

(6)

式中:RL——Co等效串联电阻,Ω;

Lr——输出等效串联电感,mH;

fo——开关频率,kHz。

传递函数表达式中变量定义如下:

通过分析传递函数与系统的关系,得到控制系统框图,如图10所示。其中,Gc_vb(s)为PI控制器的补偿传递函数。

图10 LLC谐振变换器系统Fig.10 LLC resonant converter system control

由图10可见,加入环路补偿参数后的闭环传递函数为

将式(6)代入补偿传递函数,得到补偿的后的传递函数为

(7)

利用Matlab对式(7)分析,得到系统补偿后的波特图,如图11所示。

图11 补偿后波特图Fig.11 Compensated postporte chart

由图11可知,加入环路补偿函数后,系统的穿越频率约为17 kHz,低频段和高频段的斜率都为-40 dB/(°),相角裕度为45°,系统比较稳定。

3 仿真与结果分析

3.1 图腾柱无桥PFC

通过Matlab中的Simulink实验平台搭建了前级图腾柱无桥PFC的仿真模型进行仿真研究,如图12所示。仿真参数设置如下:交流输入电网峰值311 V,频率50 Hz,输入电感值为1 mH,输出电压值为400 V,开关频率为25 kHz。

通过仿真得到输出电压波形,如图13a所示。测得输入电流的THD值如图13b所示。由图13可以看出,输出电压较稳,其纹波率为1.2%,输入电流的THD值为0.70%。

为了验证优化PWM控制策略可以使前级PFC能够在电网电压畸变等情况下稳定运行。仿真时,在输入电网侧加入三次电压谐波信号与五次电压谐波信号,前级PFC输出电压波形与图13a的波形基本一致,验证了优化PWM控制策略的可行性。加入电压谐波信号的PFC输出电压波形,如图14所示。电压纹波率为3.4%。

图14 有谐波信号的PFC输出电压波形Fig.14 PFC output voltage waveform with harmonic signal

3.2 交错并联双向LLC

通过PSIM实验平台搭建了交错并联双向LLC变换器的仿真模型,并进行了仿真研究。交错并联双向LLC变换器正向工作时,如图15所示。仿真参数设置如下:直流输入电压为300～420 V,变压器原副边变比为15∶1,输出电压12 V,输出电流值150 A,额定功率为1 800 W,开关频率为150 kHz。

图15 交错并联双向LLC正向工作仿真模型Fig.15 Interleaved parallel bidirectional LLC forward working simulation model

当直流输入额定电压360 V时,通过仿真得到输出电压波形图和输出电流波形如图16所示。可以得到低压侧输出电压稳定12 V(±10%),输出电流稳定在150 A,可作为下一级逆变的输入。

图16 正向低压侧输出电压电流的仿真波形Fig.16 Simulation waveform of output voltage and current on forward low voltage side

交错并联双向LLC变换器反向工作时,其仿真模型如图17所示。仿真参数设置如下:低压侧输入电压为12 V,额定功率为1 800 W,开关频率150 kHz,输出电压直流母线电压为360 V。

图17 交错并联双向LLC反向工作仿真模型Fig.17 Interleaved parallel bidirectional LLC reverse working simulation model

当反向工作,低压侧直流输入电压为12 V时,通过仿真得到输出直流侧母线电压波形,如图18a所示。可知直流母线电压比较稳定在360 V;输出并入电网的交流电压波形,如图18b所示。可知交流电压稳定在220 V。交错并联双向LLC变换器在正向工作和反向工作时,两相同步整流管的驱动信号设计为相差90°,以正向工作为例,同步整流管Q5、Q6、Q7、Q8的驱动信号仿真波形,如图19所示。

图18 反向直流母线、输出电压波形Fig.18 Reverse DC bus, output voltage waveform

图19 同步整流管驱动信号波形Fig.19 Synchronous commutator drive signal waveform

由图19可见,红色和蓝色分别是同步整流管Q5、Q6的驱动信号,橙色和紫色分别是同步整流管Q7、Q8的驱动信号,可以看出,两相同步整流管的驱动信号大致相差90°,符合设计要求。

4 结 论

基于优化PWM调制策略控制图腾柱无桥PFC和交错并联双向LLC谐振电路的两级式双向AC-DC变换器进行了研究。

(1)建立了双向LLC谐振变换器的等效电路模型,指出了LLC谐振的频率工作点和实现原边开关管的零电压开通的产生机理。

(2)针对前级图腾柱无桥PFC,提出了一种优化PWM控制策略,实现图腾柱无桥PFC的泵升电感的充放电,减小了变换器的开关损耗。为了提高系统效率,后级低压侧采取使用同步整流管代替肖特基二极管,减小变换器的导通损耗。

(3)根据技术指标,设计了相关参数和控制策略,并通过仿真平台,对指标要求进行了仿真验证,可实现正向工作输入交流电220±10% V,输出直流电12 V,额定功率1 800 W;反向工作输入直流12 V,输出交流电220 V,验证了文中的理论分析以及优化控制策略的正确性。